疯疯癫癫的羊
范文一：闭环系统
第九章 系统辨识实现中的一些问题
9.1 系统在闭环条件下的辨识
9.1.1 引言
前面所介绍的方法都是些关于如何利用在系统开环条件下所取得数据进行辨识，也就是说系统的输出输入数据之间不存在着耦合关系。但实际上大多数系统都需要在闭环条件下进行辨识。这一方面上因为一些实际运行着的系统或工业过程，为了保证安全以及产品的质量，不允许轻易地切断反馈回路。在需要利用辨识方法研究其动态特性或进行故障检测与预报时只能是在闭环状态下测取数据。至于应用于自适应控制中的辨识以及应用于存在着固有而无法解除的反馈的系统如经济系统、生物系统等的辨识，都将不可避免地在闭环条件下进行。
在开环系统中，输入与输出所受到的干扰是相互独立的，但在闭环系统中，由于反馈的作用，使得系统地输出输入相互关联，因而闭环系统的输入输出信号所含的信息量要比开环系统少的多，辨识起来当然也就困难些。
例如图9.1，当开环时，u 与v 互不相关（v 是白噪声）。而闭环时，v 通过反馈通道加到输入上，因而u 就与v 相关了。
设图中的系统的差分方程表达式为
y (k ) +ay (k ?1) =bu (k ?1) +v (k )
图9.1 一个闭环系统示意图
2
当系统采用线性反馈时（假设给定值r ＝0）
u (k ) =f y (k )
参数a 、b 的最小二乘估计是
k
J (a , b ) =min ∑[y (k ) +ay (k ?1) ?bu (k ?1) ] (9.1)
?可以使J (a ?) =min 。 ?, b ?, b 得到的估计参数a
还是采用同一个反馈，但取任意非零常数h 乘反馈律两边
hu (k ) =h f y (k )
则可得
J (a , b ) =min ∑[y (k ) +ay (k ?1) +hf y (k ?1) ?hu (k ?1) ?bu (k ?1) ]
2
k
=min ∑[y (k ) +(a +hf ) y (k ?1) ?(h +b ) u (k ?1) ]
2
k
(9.2) =J (a +hf , b +h )
由于h 是非零任意常数，因而使得J ＝min 不是唯一的，而是无穷个(a +hf , b +h ) 对，因而说
明了该例是不可辨识的。
9.1.2 无参考输入时的SISO 线性闭环系统的间接辨识
无参考输入时的SISO 线性闭环系统的结构如图所示。被辨识对象为
(9.3) A (q ?1) y (k ) =B (q ?1) u (k ) +C (q ?1) v (k )
其中{v (k )}为不相关白噪声序列。已知固定的反馈
(9.4) F (q ?1) y (k ) =E (q ?1) u (k )
将该(9.4)式代入(9.3)式，其闭环系统表达式为自回归滑动平均(ARMA)模型
(9.5) [A (q ?1) E (q ?1) ?B (q ?1) F (q ?1)]y (k ) =C (q ?1) E (q ?1) v (k )
简写为
(9.6) P (q ?1) y (k ) =R (q ?1) v (k )
其中
P (q ?1) =A (q ?1) E (q ?1) ?B (q ?1) F (q ?1) (9.7)
(9.8) R (q ?1) =C (q ?1) E (q ?1)
式中A (q ?1) 为n a 阶的首一多项式，B (q ?1) 为附加有d 阶延迟的n d 阶的多项式，C (q ?1) 为n c 阶的首一多
项式，E (q ?1) 为n e 阶的首一多项式， F (q ?1) 为n f 阶的多项式。分别表示为
A (q ) =1+∑a i q
i =1n c
?1
n a
?i
B (q ) =z
?1?d
i =0
∑b i q ?i
n b
C (q ) =1+∑c i q ?i
?1
i =1n e
E (q ) =1+∑e i q
i =1
?1?i
F (q ) =∑f i q ?i
?1
i =0
n b
对于(9.6)式给出的模型，可利用得到的输出测量值进行参数估计，估计出P (q -1) 和R (q -1) 的参数p i 和r i 。在得到后利用(9.7)(9.8)两式，在反馈系数e i 和f i 已知的条件下可得到被辨识系统的参数估计值。从辨识的过程可见，辨识对象的参数估计是借助于辅助模型(9.6)的辨识间接得到的，因而称为间接辨识法。
可辨识条件一
重新整理(9.5)式可得下列输出输入关系
F ??
(9.9) ?A ?B ?Y (k ) =CV (k )
E ??
u (t )
用任意多项式S (z ) ，对上式进行扩展
F ??
?A +S ?B ?S ?Y (k ) =CV (k ) (9.10)
E ??E F ??
?(A +S ) ?(B ?S ?Y (k ) =CV (k )
F E ??
-1
(9.11)
该方程可记为
F ??
?A *?B *?Y (k ) =C *V (k ) (9.12)
E ??
比较(9.9)和(9.12)式可见，对于系统G (A , B , C ) 和系统G (A *,B *,C *)，虽有相同的输入、输出和噪声，
但可以有不同阶的被辨识对象（正向通道）的数学模型。由此可见，闭环条件下用间接方法辨
识时，系统的正向通道模型的阶是不可辨识的。也就是说，闭环条件下可辨识的条件之一是系统正向通道模型的阶数必须是已知的。 可辨识条件二
其实，上面给出的条件只是闭环系统可辨识的必要条件之一。当此条件满足时，被辨识对象的模型仍不一定可辨识。
由式(9.7)、(9.8)可得到P 、R 的表达式，分别为
P (q ?1) =1+∑p i q ?i ;
i =1
n p
R (q ?1) =1+∑r i q ?i
i =1
n r
那么他们的阶数应该是
n p =max{n a +n e , d +n b +n f } (9.13)
n r =n c +n e (9.14)
如前面分析那样。利用{y (k )}辨识p i 和r i ，得到算出估计参数a i 、b i 、c i 。
从式(9.7)可见，要得到a i 、b i 的估计值，必须满足n p ≥n a +n b （方程的个数必须大于或等于未知数的个数）。将(9.13)代入上式可得
?i 后，在已知条件下，利用(9.7)、(9.8)可计?i 和r p
max{n a +n e , d +n b +n f }>n a +n b
如n a +n e >d +n b +n f ，则要求 n e >n b (9.15) 如n a +n e 下面通过一个例子来说明这个问题。设一阶系统，其差分方程表达式为 y (k ) +ay (k ?1) =bu (k ?1) +v (k ) 在开环情况下，经过N ＋1次观测，测得辨识数据为 ??y (1) u (1) ??y (2) ? ??y (2) u (2) ??y (3) ? ?；Y =?? X =? ?M ?M ?M ??????y (N ) u (N ) y (N +1) ???? 由此可得辨识参数为θ?=(X T X ) ?1X T Y 。 如果反馈控制回路为零阶的比例控制u (k ) =f y (k ) 。这时n a =1, n b = 0, n e = 0, n f = 0，那么，在闭环时观测矩阵X 就成为 ??y (1) ??y (2) X =? ?M ? ??y (N ) f y (1) ?f y (2) ?? M ? ?f y (N ) ? ?N 2?∑y (i ) T i =1 于是X X =?N ?f y 2(i ) ∑??i =1?2 f . y (i ) ∑?i =1 ? N f 2y 2(i ) ?∑?i =1? N ?无解。但如果把反馈控制回路改为一阶控制器很显然X T X 不是满秩的，它的逆不存在，所以θ u (k ) =y (k ) +f y (k ?1) ，即n e = 1, n f = 1，或纯滞后u (k ) =f y (k ?1) 则有解。例如纯滞后时，有 N ?2 y (i ) ∑? X T X =?N i =1 ?f y (i ) y (i ?1) ∑??i =1 ? f y (i ) y (i 1) ?∑?i =1 ? N f 2y 2(i ?1) ?∑?i =1? N ?有解。 由于det(X T X ) ≠0，所以θ 由此例可知，反馈控制器的阶数若低于被辨识对象的阶数则闭环系统不能辨识。 综上所述可得出如下结论： 要使被辨识对象在闭环条件下可以辨识，必须满足： z 被辨识对象的数学模型的阶数必须已知； z 反馈控制器的阶数必须不低于前向通道被辨识对象的阶数； 要满足条件二可采用下列方法 1. 在反馈控制器中增加阶数，或增加时间延迟； 2. 采用非线性反馈或时变反馈。 9.1.3 无参考输入时的SISO 线性闭环系统的直接辨识 间接辨识法的缺点是反馈通道上的控制器模型必须是已知的，它需要先辨识闭环系统模型，再从中推算出前向通道的模型，这就限制了它的应用范围。如果反馈通道上的控制器模型不知道，而系统的输入输出是可测的，那么在一定的条件下，利用输入输出数据，可直接辨识前向通道的模型，这种方法就叫直接辨识法。 对于图9.2给出的系统，也可用以前所学的各种最小二乘方法进行直接辨识。例如使用增广最小二乘法，对开环系统来说， 令 θ=a 1 [ a 2L a n a b 0 b 1L b n b c 1 c 2L c n c ] X T =[?y (k ?1) L ?y (k ?n a ) u (k ?d ) L u (k ?d ?n b ) v (k ?1) L v (k ?n c ) ] 其最小二乘格式为 Y (k ) =X T (k ) θ+ε(k ) 考虑到反馈F (z ?1) y (k ) =E (z ?1) u (k ) ，那么有 u (k ) =?∑e i u (k ?i ) +∑f i y (k ?i ) i =1 i =0 n e n f 这样就使得 u (k ?d ) =?∑e i u (k ?d ?i ) +∑f i y (k ?d ?i ) i =1 i =0 n e n f 由此可见，如n e X T =[?y (k ?1) ?y (k ?2) u (k ?1) u (k ?2) v (k ?1) v (k ?2) ] 反馈为f 0y (k ) +f 1y (k ?1) =u (k ) +eu (k ?1) ，则有u (k ) =?eu (k ?1) +f 0y (k ) +f 1y (k ?1) ，那么 u (k ?1) =?eu (k ?2) +f 0y (k ?1) +f 1y (k ?2) ，显然，它是u (k -2), y (k -1), y (k -2) 的线性组合从而导致X T 的项线性相关。 另外，将反馈表达式两边同乘任意多项式S (q ?1) 后，与系统表达式相加，可得 [A (q ?1) +S (q ?1) F q ?1)]y (k ) =[B (q ?1) +S (q ?1) E (q ?1)]u (k ) +C (q ?1) v (k ) () 显然该式与原系统表达式有相同的输入与输出，意味着用直接辨识法被辨识对象的阶是不可辨识的。由此可得出结论，直接辨识法的可辨识条件与间接辨识法的可辨识条件完全相同。 9.1.4 有参考输入时的SISO 线性闭环系统的直接辨识 有参考输入时的系统表达式为 ?1 ?1 y (k ) = B (q ) C (q ) () +v (k ) u k A (q ?1) A (q ?1) 其中 u (k ) =u S (k ) +u R (k ) 。反馈信号 F (q ?1) u R (k ) =y (k ) ?1 E (q ) 注意，这里A (q ?1) ，C (q ?1) ，E (q ?1) 都是首一多项式。被辨识对象可写为 y (k ) =?∑a i y (k ?1) +∑b i u (k ?d ?i ) +∑c i v (k ?i ) i =1 i =0 i =0 n a n b n c 同样，取θ=a 1 [ a 2L a n a b 0 b 1L b n b c 1 c 2L c n c ] X T =[?y (k ?1) L ?y (k ?n a ) u (k ?d ) L u (k ?d ?n b ) v (k ?1) L v (k ?n c ) ] 最小二乘格式为 Y (k ) =X T (k ) θ+ε(k ) 闭环后系统的输入信号为 F (q ?1) u (k ) =u s (k ) +y (k ) ?1 E (q ) 这样就使得 n f u (k ) =∑e i u s (k ) ?∑e i u (k ?i ) +∑f i y (k ?i ) i =0 i =1 i =1 n e n e 因为u (k ) 还是给定值u s (k ) 的函数，所以，反馈回路的阶不能直接影响X T (k ) 中的各项是否出现线性相关，所以无外部输入的可辨识条件2对有外部输入的系统无效。然而阶的不可辨识性依然有效。 9.2 关于系统辨识的一般概念 a). 必要条件： b). 采样周期的选择 辨识实验中，测试设备将对北辨识系统的输出尽心采样，以搜集数据，为了不因采样而引起信息失真，采样频率的选择必须符合采样定理。但是事先很难知道输出信号的频谱，因而无法直接应用采样定理来确定采样周期。 如果采样周期选的太大，将会引起信号频谱的混叠，使采得的数据失真。如采样周期选的太小，非但平白增加了机时消耗，还会产生相关和多余的数据。这些都不利于辨识取得满意的效果。 通常的做法是依赖对被辨识对象已有的先验知识和预备性试验，确定一个输出信号的最高频率f M ，然后按下式选择采样周期T s 。 T s ≤1/(3~4) f M 如果被辨识对象的最小时间常数T min 或主要时间常数T main 已知，则可以分别选择 T s =(1~2) T min T s =(0. 05~0. 1) T main c). 试验长度的选择 考虑到参数估计的渐进性，试验长度N 应适当取长，但是N 也不是愈长愈好。受到记录设备的限制，或为避免额外的干扰或信号漂移，一般应满足 NT s ≥10T main d). 阶数的选择（误差准则） 在未知系统阶数的情况下，使用相同的测量数据对不同阶数的模型进行辨识可以得到不同阶次的差分方程，那么判断哪一个更接近真实模型呢？这可使用误差准则来进行判定。所谓的误差准则实际上也就是最小二乘法中一开始所提到的性能指标 ?) T (y ?X θ?) ?(n ) =εT ε=(y ?X θJ ?，n 为所选定?使用的是θ不过对于J 使用的是θ 而J 的阶次。一般说来当n 增加时J(n)会下降，当n>n*时 （设n*为真实系统的阶数），J 的下降会变的不明显。因此通常选取在J(n)下降趋于平缓阶段的最小n 为模型的阶次。 闭环控制举例 1、供水水箱的水位自动控制系统 供水水箱水位的自动控制在生活中应用较多，其目的是使水箱中的水位保持在给定的高度。 水位的自动调节过程是:当水箱的出水流量增大时，水位下降，液位传感器测出水位后与给定值比较，其偏差值进入控制器，通过控制器的输出信号调节阀门，将阀门开大，使水位回升到给定值;反之，当出水流量减小时，通过控制器调节阀门，将阀门关小，使水位回到给定值的位置。 在这一控制系统中，影响控制的干扰因素主要是水箱的出水量、水箱水面蒸发的水量等。水箱的进水量是通过阀门进行控制的，它是该系统的控制量。被控对象是水箱，被控量是水箱中的水位，执行器是阀门，控制器是机械或电气控制装置，检测器是浮球或液位传感器。 2、加热炉的温度自动控制系统 炉温的调节过程是:温度检测装置测出加热炉内的温度，并随时与给定的温度值进行比较，若加热炉内的温度高于给定的温度，则通过控制器调整调圧器的电压，使通过电阻丝 的电流减小，加热温度下降;若加热炉内的温度低于给定的温度，则通过控制器调整高压器的电压，使通过电阻丝的电流增大，炉内温度上升，并维持在正常值的范围内，从而使加热炉的温度基本基本稳定在给定的温度值上。 在这一控制系统中，被控对象是加热炉，被控量是炉内温度，控制器是一种电子或微机控制装置，它根据输入给定值与检测反馈值的比较信号控制执行器的动作，检测器是热电偶。 3、抽水马桶水箱的自动控制系统 抽水马桶水箱水位的控制过程:当水箱的水位低于水箱的某个高度时，浮球、连杆机构将这一信号传给进水阀，使进水阀打开，从而水箱进水;当水箱的水位达到水箱的某个高度时(给定/期望高度)，进水阀关闭，停止进水。 在这一控制系统中，被控对象是抽水马桶;控制器是连杆机构;执行器是进水阀;检测装置是浮球;控制量是进水口的进水量;被控量是抽水马桶中水位的高度。 4、瓦特式速度调节器 瓦特式速度调节器的控制过程是:当发电机转速高于给定值时，齿轮组将这一信号反馈到离心调节器，离心调节器的转速变大，从而使控制阀下降，使进入燃油的油量减少，从而使发电机的转速降低;反之当发电机的转速低于给定值时，离心调节器的转速变小，从而使控制阀上升，进入的燃油量增加，从而使发电机的转速增加。 在这一控制系统中，被控对象是发电机;控制器是离心调节器;执行器是控制阀;检测装置是齿轮组;控制量是流入燃油的多少;被控量是发电机的转速。 单闭环直流调速系统 主要内容 引言 1. 单闭环有静差调速系统组成及静特性 2. 单闭环调速系统的稳态特性 3. 单闭环调速系统的动态特性 1.1单闭环有静差调速系统 根据自动控制原理，为了满足调速系统的性能指标，在开环系统的基础上，引入反馈构成单闭环有静差调速系统，采用不同物理量的反馈便形成不同的单闭环系统，在此引入转速负反馈为例，构成转速负反馈直流调速系统。 系统组成： 在电机上安装一台测速发电机TG ，从而引出与转速成 正比的负反馈电压，与转速给定电压相比较后，得到偏差电压，经过放大器产生触发装置的控制电压，用以控制电机转速，从而构成了转速负反馈系统。 由于被调量是转速，所以称这种系统为调速系统。 图1.1 单闭环有静差负反馈调速系统原理图 1.2 对转速负反馈调速系统的分解 （1）运算放大器 1> 运算放大器作调节器使用时, 多数接成反号放线路, 如图所示。其中Z01、Z02为输入阻抗；Z1为反馈阻抗；Zba1为同相输入端的平衡阻抗，用以降低放大器失调电流的影响。 2> 当运放处于深度负反馈时， 有虚短与虚短特性。 虚断：正相输入与反相输入之间 的电流为零。 虚短：正相输入与反相输入之间 的电压为零。 运算放大器构成的调节器 Up=Uo=0 3>调节器的传递函数如式 Z 1Z 1 U ex (s ) =U in 1(s ) +U in 2(s ) Z 01Z 02 Z 01Z 1=(U in 1(s ) +U in 2(s )) Z 01Z 02 （2）晶闸管 晶闸管（VT ）是晶体闸流管的简称，又可称做可控硅整流器。 工作原理： 晶闸管T 在工作过程中，它的阳极（A ）和阴极（K ）与电源和负载连接，组成晶闸管的主电路，晶闸管的门极G 和阴极K 与控制晶闸管的装置连接，组成晶闸管的控制电路。 晶闸管的工作条件： 1. 晶闸管承受反向阳极电压时，不管门极承受何种电压，晶闸管都处于反向阻断状态 2. 晶闸管承受正向阳极电压时，仅在门极承受正向电压的情况下晶闸管才导通。这时晶闸管处于正向导通状态, 这就是晶闸管的闸流特性, 即可控特性. 3. 晶闸管在导通情况下，只要有一定的正向阳极电 压，不论门极电压如何，晶闸管保持导通，即晶闸管导通后，门极失去作用。门极只起触发作用 4. 晶闸管在导通情况下，当主回路电压（或电流）减小到接近于零时，晶闸管关断。 1.3调速系统的稳态特性 （1） 调速系统的单闭环个环节输入输出量的静态关系如下： 电压比较环节 放 大 器 晶闸管触发整流装置 V-M系统开环机械特性 测速发电机 * ?U n =U n -U n U ct =K p ?U n U d =K s U ct n =(U d -I d R ) /C e ΦU n =αn n K p--比例调节器放大系统； K s--晶闸管触发--整流装置的放大系数； α--测速反馈系数。 （3） 由静态结构图可求得转速负反馈闭环调速 的静特性方程式 n = K U * p K s n -I d R K * p K s U n C e Φ(1+K = RI d p K s αn /C e Φ C e Φ(1+K ) - C e Φ(1+K ) K =K p K s αn /C e Φ 是闭环系统的开环放大倍数 静态性分析 开环机械特性： n =U K * d -I d R p K s U n RI d C =-=n 0op -?n op e ΦC e ΦC e Φ 环机械特性 n = K * p K s U n RI d C (1+K ) - C =n 0cl -?n cl e Φe Φ(1+K ) 闭 （4）闭环系统静特性变硬分析 1>闭环系统静特性和开环机械特性的关系 2>闭环调速控制系统的给定和扰动作用 结论：闭环系统静特性变硬的实质是闭环系统的自动调节作用 . (5)单闭环调速系统的基本性质 1>有静差率系统就是使用比例调节器的闭环控制系统。 2>闭环系统对于给定输入绝对服从 3>转速闭环系统的抗扰动性能 （6）单闭环启动过程分析 1>突加给定电压时，由于电机惯性，转速不能立即建立起来，转速反馈电压为零，偏差电压是稳态工作值（1+K)倍。 2>由于放大器和触发整流装置的惯性都很小，整流电压会立即达到最高值。 (7)单闭环有静差调速系统评价 系统静特性变硬，在一定静差率要求下调速范围变宽，且系统具有良好的抗扰性能。 1.4单闭环调速系统的动态分析 上面，我们讨论了单闭环调系统的稳态性能，通过引入转速负反馈并且有了足够大的放大倍数K 后，就可以减少稳态速降，满足系统的稳态要求。但是，放大系数过大的可能引起闭环系统动态性能变差，甚至造成系统不稳定，必须采取适当校正措施才能使系统正常工作并满足动态性能要求。为此，必须分析系统的动态性能。 1. 单闭环调速系统的动态数学模型 为了进行系统的动态分析，必须搞清楚组成系统各环节的特性，建立各环节的传递函数，最终建立起整个系统的动态数学模型——系统的传递函数。下面我们针对图8.33的单闭环调速系统建立各环节及系统的数学模型。 （1）额定励磁下直流电动机的传递函数 图8.37绘出了额定励磁下他励直流电动机的等效电路，其中电枢回路电阻R 和电感L 包含整流装置内阻和平波电抗器的电阻与电感在内，规定在正方向如图中所示。 直流电动机等效电路 2. 单闭环调速系统的稳定性和动态校正 （1）稳定条件 由式可知，转速负反馈单闭环调速系统的特征方程为 根据自动控制理论中的劳斯稳定判据，由于系统中的时间常数和开环放大倍数都是正实数，因此式的各项系统都是大于零的。在此条件下，式表示的三阶系统稳定的充分必要条件是： 或 整理后得 或 式中的右边称为系统的临界放大系数K cr ，如果系统的开环放大系数K 超出此值，系统将不稳定。对于一个自动控制系统来说，稳定与否是其能否正常工作的首要条件，是必须保证的。 心得体会 在这个学期的学习中，我学到了很多课程中的知识，同时也学到了很多人生中的为人处事的态度。谢谢严老师对我们细心的教导，您那认真负责的工作态度，让我们懂得以后在社会中一定要做一个有责任的人。在学习这本交直流传动控制系统后，我对调速和电机都有了一定的了解，这对自己以后在工作中有很大的帮助，谢谢老师！！ SIMULINK 练习及闭环直流调速系统仿真 利用 MATLAB 下的 SIMULINK 软件和电力系统模块库 (SimPowerSystems)进行系统仿真 是十分简单和直观的,用户可以用图形化的方法直接建立起仿真系统的模型,并通过 SIMULINK 环境中的菜单直接启动系统的仿真过程,同时将结果在示波器上显示出来。掌握 了强大的 SIMULINK 工具后,会大大增强用户系统仿真的能力。在教材第三章中,对工程实 践中用得最多的典型Ⅰ型系统和典型 II 型系统的设计方法进行了详细的分析, 在此基础上, 利用 SIMULINK 软件仿真能对调节器的参数进行更为方便的调整,可以更为直观地得到系统 仿真的结果,从而加深对工程设计方法的理解。 下面就以例题 3-1, 3-2设计的转速、电流反馈控制的直流调速系统为例,学习 SIMULINK 软件的运动控制系统仿真方法。 1.仿真模型的建立 进入 MATLAB , 单击 MATLAB 命令窗口工具栏中的 SIMULINK 图标, 或直接键入 SIMULINK 命令,打开 SIMULINK 模块浏览器窗口,如图 1所示。由于版本的不同,各个版本的模块浏 览器的表示形式略有不同,但不影响基本功能的使用。 图 1 SIMULINK模块浏览器窗口 (1)打开模型编辑窗口:通过单击 SIMULINK 工具栏中新模型的图标或选择 File → New → Model 菜单项实现。 (2)复制相关模块:双击所需子模块库图标,则可打开它,以鼠标左键选中所需的子 模块,拖入模型编辑窗口。 在本例中,需要打开 SimPowerSystems 模块库,从 Electrical Source组选中 AC Voltage Source 和 DC Voltage Source 模块拖入模型编辑窗口,从 Elements 组选中 Series RLC Branch和 Three-Phase Transfomer模块拖入模型编辑窗口,从 Machines 组选中 DC Machine 模块拖入模型编辑窗口,从 Power Electronics组选中 Universal Bridge模块拖 入模型编辑窗口,从 Measurements 组选中 Voltage Measurement模块拖入模型编辑窗口, 从 Connectors 组选中 Ground 和 T Connector模块拖入模型编辑窗口 需要从 Simulink 模块库中把 Source 组中的 Step 模块拖入模型编辑窗口;把 Math 组 中的 Sum 和 Gain 模块拖入模型编辑窗口;把 Continuous 组中的 Transfer Fcn模块拖入模 型编辑窗口;把 Sinks 组中的 Scope 模块拖入模型编辑窗口;把 Signal Rounting组中的 Demux 模块拖入模型编辑窗口; 此外,我们还需要 ASR 、 ACR 和 Pulse Generator三个子系统模块。至此,我们已经 把转速电流双闭环直流调速系统的仿真结构框图所需的模块都已拖入模型编辑窗口。 如图 2 所示。 图 2 模型编辑窗口 (3)修改模块参数:双击模块图案, 则出现关于该图案的对话框, 通过修改对话框内容 来设定模块的参数。 在本例中,双击加法器模块 Sum ,打开如图 3所示的对话框,在 List of Signs栏目 描述加法器三路输入的符号, 其中 |表示该路没有信号, 所以用 |+-取代原来的符号, 得到动 态结构框图中所需的减法器模块了。 图 3 加法器模块对话框 双击传递函数模块(Transfer Fcn) ,则将打开如图 4所示的对话框,只需在其分子 Numerator 和分母 Denominator 栏目分别填写系统的分子多项式和分母多项式系数,例如 0.002s+1是用向量 [0.002 1]来表示的。在这里我们用它可以构建转速、电流反馈滤波器和 给定滤波器。 图 4 传递函数模块对话框 双击阶跃输入模块 (Step)可以把阶跃时刻 (Step time) 参数从默认的 1改到 0,把阶跃 值 (Final value) 从默认的 1改到 10。 图 5 阶跃输入模块对话框 双击交流电压源 (AC Voltage Source)得到下图 6,修改峰值(Peak amplitude)默认 的参数 100为 200*sqrt(2),修改频率(Frequency )默认参数为 50。为了形成三相交流电 源,三个 AC Voltage Source的 Phase 项依次填入 0、 -120、 -240,分别对应 uA 、 uB 、 uC 。 (标注 uA 、 uB 、 uC ,可以通过单击 AC Voltage Source进行修改。 ) 图 6 交流电压源模块对话框 双击直流电压源模块(DC Voltage Source)得到下图 7,修改 Amplitude 即改变了电 压源的幅值。这里此模块用作直流电动机的励磁电源,幅值为 220V 。 图 7 直流电压源模块对话框 双击三相变压器模块出现下图 8对话框。修改额定功率和频率项(Nominal power and frequency ) 为 [2e6, 50]。 对于提供电机电源的变压器, 选择其 ABC 原边绕组联结 (Winding 1(ABC) connection)为 Delta(D11)(三角形,电压相位领先 Y 联结 30°) ,修改绕组参数 (Winding parameters ) 为 380(相电压 V1 Ph-Ph ) ; 选择 abc 副边绕组联结 (Winding 2 (abc) connection )为 Y(星形,无中线 ) ,修改绕组参数 (Winding parameters) 为 213(相电压 V2 Ph-Ph ) 。对于提供同步脉冲电源的变压器,选择其 ABC 原边绕组联结为 Delta(D11),修改 绕组参数为 380; 选择 abc 副边绕组联结为 Y , 修改绕组参数为 15; 修改其磁阻 (Rm ) 为 500, 励磁电感(Lm )为 500。 图 8 变压器模块对话框 三相桥式可控整流电路模块(6-pulse thyristor bridge )的 A 、 B 、 C 三个输入端连接 三相电源或三相变压器的二次侧;它的两个输出端 K 和 A ,则输出整流后的直流电压,其中 K 端为“ +” , A 端为“ -” 。模型的脉冲输入端 pulse 用于接入晶闸管的触发信号。 双击模块弹出对话框图 9。 四个参数分别是导通电阻 (Thyristor on-state resitance ) 、 导通电感 (Thyristor on-state inductance)、缓冲电阻 (Snubber resistance)、缓冲电容 (Snubber capacitance) 。 图 9 三相可控整流电路模块对话框 直流电机模块(DC Machine ) , F+和 F-是直流电机励磁绕组的连接端, A+和 A-是电机电 枢绕组的联结端, TL 是电机负载转矩的输入端。 m 端用于输出电机的内部变量和状态, 在该 端可以输出电机转速、电枢电流、励磁电流和电磁转矩四项参数。 双击模块打开对话框图 10。修改参数电枢电阻和电感(Armature resistance and inductance )为 [0.21 0.0021],励磁电阻和电感(Field resistance and inductance )为 [146.7 0],励磁和电枢互感(Field-armature mutual inductance)为 0.84,转动惯量 (Total inertia)为 0.572,粘滞摩擦系数(Viscous friction coefficient)为 0.01, 库仑摩擦转矩(Coulomb friction torque)为 1.9,初始角速度 (initial speed)为 0.1。 图 10 直流电机模块对话框 双击 Gain 可修改增益。 图 11 增益模块对话框 双击 Series RLC Branch,可依次修改电阻、电感和电容。 图 12 RLC 串联电路模块对话框 双击示波器出现图 13,点击 ,即可打开图 14(a)所示对话框。改变 Number of axes 就可改变接入信号的个数。 还可以右击选择 Axes proporties 得到图 14(b), 通过修改 Title 来设置所显示参量的名字。 图 13 示波器模块对话框 图 14(a) 示波器参数修改对话框 图 14(b) 示波器坐标轴参数修改对话框 双击信号分解模块 (Demux),通过修改 (Number of outputs)可以改变输出信号的个数。 图 15 分解模块对话框 ASR 、 ACR 其实是由放大器、积分器、加法器、限幅器组成的两个结构完全一样的控制 环节。它们用了来自 Math 组的 Gain 模块来仿真比例器,用 Continuous 组的 Integrator 模块和 Gain 模块的串接来仿真积分器, 两者通过加法器模块 Sum 构成了 PI 调节器。 经过子 系统封装后构成一个模块。我们可以通过 Edit 菜单选项 Look under Mask 查看其内部结构。 图 16 ASR 、 ACR 模块 双击 ASR 或 ACR 模块填写 PI 调节器所需要的放大系数、 微分时间常数和上、 下输出 (积 分 ) 限幅值,本例的输出 (积分 ) 饱和值 10和 -10。其原因是转速调节器是工作在限幅饱和状 态,故要在仿真模型中真实地反映出来。如下图 17(a)所示: 如图 17(a) ASR 、 ACR 模块参数修改对话框 Pulse Generator的机构如下图 17(b)所示,主要是一个同步 6脉冲触发器,由子系统(如 图 17(c)所示) 构成三相同步电压源, 由 Fcn 将 ACR 输出转换成脉冲控制角 α。 而输入端 Block 用于控制触发脉冲的输出,在该端置“ 0” ,则有脉冲输出;如果设置为“ 1” ,则没有脉冲输 出,整流器也不会工作。 图 17(b) 图 17(c) 完成了对模块参数的调整后就可以 (4)模块连接:以鼠标左键点击起点模块输出端,拖动鼠标致终点模块输入端处,则 在两模块间产生“→”线。 按照图 2的情况,反馈回路中的模块的输入端和输出端的方向位置不妥,应该把它水 平反转。单击该模块,选取 Format → Rotate Block 菜单项可使模块旋转 90°;选取 Format → Flip Block菜单项可使模块翻转。 当一个信号要分送到不同模块的多个输入端时,需要绘制分支线,通常可把鼠标移到 期望的分支线的起点处, 按下鼠标的右键, 看到光标变为十字后, 拖动鼠标直至分支线的终 点处,释放鼠标按钮,就完成了分支线的绘制。 此外, 选中某一模块后, 当鼠标点中模块四角的黑方块进行拖曳, 可以改变模块图形的 大小。使用者可以根据实际情况操作,使得界面更清楚,更美观。 模块连接完成了后的仿真模型如图 18 所示。 图 18 电流环的仿真模型 2.电流闭环控制系统仿真 (1)仿真过程的启动:单击启动仿真工具条的按钮 或选择 Simulation → Start 菜单 项,则可启动仿真过程,再双击示波器模块就可以显示仿真结果,如图 19所示。 图 19 直接仿真结果 (2)仿真参数的设置:从图 19显示的仿真结果来看,无法对阶跃给定响应的过渡过程 有一个清晰的了解, 需要对示波器显示格式作一个修改, 对示波器的默认值逐一改动。 改动 的方法有多种,其中一种方法是选中图 18 Simulink模型窗口的 Simulation → Simulation parameters 菜单项,打开如图 20所示的对话框,对仿真控制参数进行设置。 图 20 Simulink 仿真控制参数对话框 其中的 Start time和 Stop time栏目分别允许填写仿真的起始时间和结束时间,把 默认的结束时间从 10.0秒修改为 0.35秒。 再一次地启动仿真过程, 然后启动 Scope 工具条 中的第 6个按钮 自动刻度 (Autoscale),它会把当前窗中信号的最大最小值为纵坐标的上 下限,从而得到了图 21所示的清晰图形。 图 21 修改控制参数后的仿真结果 (3)调节器参数的调整:利用 MATLAB 下的 SIMULINK 软件进行系统仿真是十分简单和 直观的, 在图 18所示的电流环的仿真模型中, 只要调整 PI 调节器的参数, 可以很快地得到 电流环的其它阶跃响应曲线。例如:以 KT=0.25的关系式按典型Ⅰ型系统的设计方法得到 了 PI 调节器的传递函数为 s s 03 . 0 ) 1 03 . 0( 5067 . 0+ , 很快地得到了电流环的阶跃响应的仿真结果 如图 22所示,无超调,但上升时间长;以 KT=1.0的关系式得到了 PI 调节器的传递函数为 s s 03 . 0 ) 1 03 . 0( 027 . 2+ ,同样得到了电流环的阶跃响应的仿真结果如图 23所示,超调大,但上 升时间短。图 21~图 23反映了 PI 调节器的参数对系统品质的影响趋势,在工程设计中,可 以根据工艺的要求,直接修改 PI 调节器的参数,找到一个在超调量和动态响应快慢上都较 满意的电流环调节器。 图 22 无超调的仿真结果 图 23 超调量较大的仿真结果 3.转速环的仿真设计 (1)建立转速环的仿真模型 按照前述的电流环的仿真模型的建立方法,得到转速环的仿真模型,如图 24所示。 图 24 转速环的仿真模型 (2)转速环仿真模型的运行 设置 TL 为启动负载; TLStep 为扰动负载,在运行 1秒后加入;得到下图 25。 图 25 双闭环的启动和抗扰波形图 MATLAB 下的 SIMULINK 软件具有强大的功能,而且在不断地得到发展,随着它的版本 的更新,各个版本的模块浏览器的表示形式略有不同,但本书所采用的都是基本仿真模块, 可以在有关的组中找到,在进一步地学习和应用 SIMULINK 软件的其它模块后,会为工程设 计带来便捷和精确。 在工程设计时,首先根据典型 I 型系统或典型Ⅱ型系统的方法计算调节器参数,然后 利用 MATLAB 下的 SIMULINK 软件进行仿真, 灵活修正调节器参数, 直至得到满意的结果。 也可用 MA TLAB 仿真软件包的设计工具箱设计其它各种控制规律的调节器,鉴于篇幅不一 一展开。 辽 宁 工 业 大 学 题目： 5kw 电机双闭环控制系统设计 院（系）： 汽车与交通工程学院 专业班级： 学 号：学生姓名： 指导教师： 教师职称： 起止时间： 课程设计（论文）任务及评语 院（系）： 教研室： 目录 一、摘要……………………………………………… 1 二、设计思想……………………………………………… 2 1. 双闭环调速系统的动态结构框图……………………… 2 2. 电流调节器的设计思想………………………………… 2 3. 转速调节器的设计思想………………………………… 5 三、设计步骤…………………………………………………9 1. 电流调节器设计……………………………………………9 2. 转速调节器设计………………………………………… 12 3. 转速调节器退饱和转速超调量计算…………………… 13 四、总结心得…………………………………………………14 五、参考文献…………………………………………………… 15 六、附件………………………………………………………16 1．系统仿真模型 2．仿真输出波形曲线图 3．Protel 电路原理图 摘要 转速、电流双闭环控制直流调速系统是性能很好，应用最广泛的直流调速系统。为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，其分别引入转速负反馈和电流负反馈。二者之间实行嵌套联接。把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE 。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外面，称作外环。这就形成了转速电流双闭环调速系统。为了获得良好的静动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用PI 调节器。电流环以跟随性能为主，即应选用典型Ⅰ型系统。转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应设计成典型Ⅱ系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。随后根据给定的要求，对电流调节器和转速调节器的参数进行确定。然后使用Matlab/Simulink软件完成直流电机及控制系统的计算机建模，并进行仿真，调整调节器的参数。 二、设计思想 本文是根据工程设计方法来对 ASR 和 ACR 的结构及参数进行设计的。按照设计多环控制系统先内环后外环的一般原则，先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速系统中的一个环节，再设计转速调节器。 根据工程设计方法的基本思路我们知道首先应该选择电流调节器的结构。因为电流环作为内环，从稳态要求上看，要求电流无静差，以得到理想的堵转特性，从动态上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用下时有太大的超调，以保证电流在动态过程不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要的因素。因而电流环应以跟随性能为主。所以本文采用典型Ⅰ型系统。对于转速环，由于转速环作为外环，主要要求系统抗干扰性能好和转速无静差，所以将转速环设计成典型Ⅱ系统。 1. 双闭环直流调速系统的动态结构框图 图1-1 双闭环调速系统的动态结构框图 上图 1-1是双闭环调速系统的实际动态结构框图。由于电流检测信号中常含有交流分量，为了不使它影响到调节器的输入，需要加低通滤波。这样的滤波环节传递函数可用一阶惯性环节来表示，其滤波时间常数T oi 按需要选定，以滤平电流检测信号为准。然而，在抑制交流分量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作用，为了平衡这个延迟作用，在给定信号通道上加入一个同等时间常数的惯性环节，称作给定滤波环节。其意义是让给定信号和反馈信号经过相同的延时，使得二者在时间上恰好的配合。 由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，滤波时 间常数用T on 表示。根据和电流环一样的道理，在转速给定通道上也加入时间常 数T on 的给定滤波环节。 2. 电流调节器设计思想 ⑴电流环结构框图的化简 在图 1-1点划线框的电流环中，反电动势与电流反馈的作用相互交叉，这将给设计工作带来麻烦。实际上，反电动势与转速成正比，它代表转速对电流环的影响。在一般情况下，系统的电磁时间常数T l 远小于机电时间常数T m ，因此，转速的变化往往比电流变化慢得多，对电流环来说，反电动势是一个变化较慢的扰动，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变，即?E ≈0，这样，在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，得到的电流环的近似结构框图如图 1-2。 图1-2 忽略反电动势的动态影响 如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成U i *(s ) /β，则电流环便等效成单位负反馈系统，如图1-3。 * 图1-3 等效成单位负反馈系统 由于T s 和T oi 比T l 小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为： T ∑i =T s +T oi 则电流环结构框图最终简化成下图1-4。 * 图1-4 小惯性环节近似处理 ⑵ 电流调节器结构的选择 图1-4表明，电流环的控制对象是双惯性的，要校正成典型Ⅰ型系统，显然应 采用PI 型的调节器，其传递函数可以写成 W ACR (s ) = K i (τi s +1) τi s 式中 K i --------电流调节器的比例系数 τi --------电流调节器的超前时间常数 为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择 τi =T l K i K s β τi R 则电流环的动态结构框图便成为图1-5 所以的典型形式，其中 K I = * 图1-5 校正成典型Ⅰ型系统电流环动态结构框图 下图1-6绘出了校正后电流环的开环对数幅频特性. L /dB O -1 图1-6 校正成典型Ⅰ型系统电流环开环对数幅频特性 校验 1 ωci ≥ωci ωci 是否满足条件 3T s ⑶ 电流调节器的参数计算 由式W ACR (s ) = K i (τi s +1) 可以看出，电流调节器的参数是K i 和τi ，其中τi 已τi s 选定，待定的只有比例系数K i ，它可根据所需的动态性能指标选取。 计算电流环开环增益： K I =ωc i 计算电流调节器的比例系数：K i = T l R 2K s βT ∑i T l R 可以做相应 2K s βT ∑i 如果实际系统要求的跟随性能指标不同，式K I =ωci 和K i =的改变，然后再次校验抗扰性能的指标是否满足。 ⑷计算调节器电阻和电容 按含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI 型电流调节器原理图如图1-7，图中U i * 为电流给定电压，-βI d 为电流反馈电压，调节器的输出就是电力电子变换器的控制电压U c 。 根据运算放大器的电路原理计算K i =足要求。 1R i T =R 0C oi 是否满 τi =RC oi i i 4R 0 U i * -图1-7 含给定滤波与反馈滤波的PI 型电流调节器 3. 转速调节器设计思想 ⑴电流环的等效闭环传递函数 电流环经化简后可视作转速环中的一个环节，为此需要求出它的闭环传递函数W cli (s ) ，由图1-5可知： K I I (s ) 1s (T ∑i s +1) W cli (s ) =*d == U i (s ) /β1+I ∑i 2 s +s +1 s (T ∑i s +1) K I K I 忽略高此项，W cli (s ) 可降阶近似为： W cli (s ) ≈ 1s +1K I 接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为U i *(s ) ，因此电流环在转速环中应等效为： 1 I d (s ) W c l (i s ) β =≈ *U i (s ) βs +1 K I 这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小时间常数K I 的一阶惯性环节。 ⑵ 转速环结构的化简和转速调节器结构的选择 用电流环的等效环节代替图1-1中的电流环后，整个转速控制系统的动态结构 框图如图1-8所示。 图1-8 用等效环节代替电流环 和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信 * 号改成U n (s ) /α，再把时间常数1/K I 和T on 的两个小惯性环节合并起来，近似成 一个时间常数为T ∑n 的惯性环节，其中T ∑n =成图1-9。 1 +T on ，则转速环结构框图可化简K I 图1-9 等效成单位负反馈和小惯性的近似处理 为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前必须有一个积分环节，它应该包 含在转速调节器中。现在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型Ⅱ系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。至于其阶跃响应超调量较大，那么线性系统的计算数据，实际系统中转速调节器的饱和非线性性质会使超调量大大降低。 由此可见ASR 也应该采用PI 调节器，其传递函数为： W ASR (s ) = K n (τn s +1) τn s 式中 K n --------转速调节器的比例系数 τn --------转速调节器的超前时间常数 * 图1-10 校正后成为典型Ⅱ系统 这样，调速系统的开环传递函数为： W n (s ) = K n (τn s +1) αR /βK n αR (τn s +1) = τn s C e T m s (T ∑n s +1) τn βC e T m s 2(T ∑n s +1) 令转速环开环增益K N 为： K N = K n αR τn βC e T m K N (τn s +1) s 2(T ∑n s +1) 则 W n (s ) = ⑶ 转速调节器的参数的计算 转速环开环增益为： K N = 至于中频宽为多少，要看动态性能的要求决定。 h +1 2h 2T ∑2n ASR 的比例系数为： K n = (h +1β) C e T m 2h αRT ∑n ⑷校验 转速环的截止频率为： ωc n =⑸ 计算调节器电阻和电容 K N ω1 =K τN n * U n 图1-11 含给定滤波与反馈滤波的PI 型转速调节器 根据图1-11，计算R n = K n R 0 C n =最后对转速退饱和超调量进行校核。 τn R n C on = 4T on 是否满足要求 R 0 下面根据第二步的思想进行具体的步骤设计。 三、设计步骤： 额定转速n N =3000r min ，额定电压U N =72V , 额定电流I N =80A ，机电时间常数T m =0. 34s ，计算电动机电动势系数Ce =0. 013 ，电流允许过载倍数 λ=1. 5，电力电子转换装置放大系数Ks =0. 072 滞后时间T s =0. 1ms 电枢回路电阻：R=400m Ω 电磁时间常数T L =0. 01s T m =0. 34s 电流反馈系数 β=0.0125V/A 转速反馈系统α=0. 00125V /A 转速反馈滤波时间常数T on =0. 01s 电流反馈滤波时间常数T oi =0. 001s 总飞轮力矩GD 2=2N ?m 2 Ⅰ、下面对电流调节器进行设计 1、确定时间常数 ⑴ 整流装置滞后时间常数 Ts 。 三相桥式电路的平均失控时间为T s =0. 0001s 。 ⑵ 电流滤波时间常数 T oi 。由条件可知 T oi =0. 001s ⑶ 电流环小时间常数之和T ∑i 。按小时间常数近似处理，取 s T ∑i =T s +T oi =0. 0011 2、选择电流调节器结构 根据设计要求，并保证稳态电流无差，可按典型Ⅰ型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性的，因此可用 PI 型电流调节器，其传递函数为 W ACR (s ) = K i (τi s +1) τi s 检查对电流电压的抗扰性能： T l 0. 01==9. 09<10 t="" ∑i="" 0.=""> 表2-1典型Ⅰ型系统动态抗扰性能指标与参数的关系 参照表2-1典型Ⅰ型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的。 3、计算电流调节器参数 电流调节器超前时间常数：τi =T l =0. 01s 表2-2典型I 型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系 电流开环增益：要求σi ≤5%时，根据σ%= e -πξ-ξ 2 ?100%，按表2-2应取 K I T ∑i =0.5 因此 k i =于是，ACR 的比例系数为 4、校验近似条件 电流环截止频率： 0. 50. 5 ==454. 55 T ∑i 0. 0011 K i = K I τi R 454. 5?0. 01?0. 4 ==2020 K s β0. 072?0. 0125 ωci =K I =454. 5 ⑴ 满足近似条件。 ⑵ 忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件 3? 闸管整流装置传递函数的近似条件 11==3333. 3s -1>W ci 3T s 3?0. 0001 11 =3?=51. 45s -1<ωci t="" m="" t="" l="" 0.="" 34?0.=""> 满足近似条件。 ⑶ 满足近似条件。 5、计算调节器电阻和电容 由含给定滤波与反馈滤波的PI 型电流调节器的电路图 电流环小时间常数近似处理条件 1111=?=1054. 09>ωci 3T s T oi 30. 0001?0. 001 可知计算各电阻和电容值，其中R 0=40k Ω R i =K i R 0=2020?40k Ω=80800k Ω 取R i =80800k Ω C i = τi R i = 0. 01-9 =0. 12?10F =120mF 取C i =120mF 3 80800?10 C oi = 4?T oi 4?0. 001 ==0. 1mF 取C oi =0. 1mF R 040000 按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标σi =4.3%<> Ⅱ下面对转速环的调节器进行设计 1、确定时间常数 ⑴电流环等效时间常数1/K I :有前面的计算可 1 =2T ∑i =2?0. 0011=0. 0022 K I ⑵转速滤波时间常数 T on ：根据测速发电机的纹波可知可知T on =0. 01s 。 转速环时间常数 T ∑n ：按小时间常数近似处理，取 T ∑n = 1 +T on =0. 0022+0. 01=0. 0122s K I 2、选择转速调节器结构 按照设计要求，选用PI 调节器，其传递函数表达式为 3、计算转速调节器参数 W ASR (s ) = K n (τn s +1) τs s 按跟随和抗扰性能都比较好的原则，取 h =5, 则ASR 的超前时间常数为 τn =hT ∑n =5?0. 0122=0. 061s 转速开环增益K N K N = h +12h 2T ∑n 2 = 6-2 =806. 2s 22 2?5?0. 0122 ASR 的比例系数K n K n = 4、检验近似条件 (h +1) βC e T m 6?0. 0125?0. 013?0. 34 ==5. 4 2h ?RT ∑n 2?5?0. 00125?0. 4?0. 0122 由公式 K =ωω1c 可得转速环截止频率为 ⑴ 满足简化条件。 ⑵ 转速环小时间常数近似处理条件为 ωcn = K N ω1 =K N τn =806. 4?0. 061=49. 1s -1 电流环传递函数简化条件为 1K I 1454. 5 ==151. 5>ωcn 3T ∑i 30. 0022 1K I 1454. 5-1 =s =71. 1s -1>ωcn 3T on 30. 01 满足简化条件 5、计算调节器电阻和电容 *U n R o =40K Ω R n =K n R 0=5. 4?40k Ω=216k Ω 取R n =220k Ω C n = τn R n = 0. 061 mF =0. 277uF 取C n =0.3uF 220 C on = 4T on 4?0. 01 =mF =1uF 取C on =1uF R 040 6、校核转速超调量 当 h =5 时，由上表2-3查得，σn =37.6%，不能满足设计 σn ≤10% 的要求。实际上，由于上表是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR 饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR 退饱和的情况计算超调量。 Ⅲ、下面对转速调节器退饱和时转速超调量的计算 设理想空载启动时 z =0，已知数据有λ=1. 5，R=0.5Ω ，I d N =136A ， V ?min/r ，T m =0. 34s ，T ∑n 0. 0122s n N =3000r /min ，C e =0. 013 表2-4典型II 型系统动态抗干扰性能指标与参数关系 当h=5由表2-4查得 ?C ?n ?C ?n T ?C max =81.2% ， 带入 σn =(max ) *b =2(max )(λ-z ) *N ∑n C b C b n C b n T m ?n N = I dN R 80?0. 4 ==2461. 5r /min C e 0. 013 2461. 50. 0122 ?=7. 2%<10% 30000.=""> 可得 σn =2?81. 2%?(1. 5-0) ?可以满足设计要求。 四、总结心得 这次课程设计让我对双闭环直流调速系统又有了进一步的熟悉。之前的一个读书工程我选择的也是双闭环调速系统的内容，但在读书工程上只是分析和了解了转速超调及退饱和问题，至于具体怎么设计转速环和电流环参数还不特别清楚，刚好此次课程设计又弥补了这一点。通过课程设计让我真的的感觉到用课本上介绍的工程整定方法确实很方便，使我在设计上不需要反复试凑，减少了一些麻烦，只需要结合给定的参数，或对参数做较少的调整就可以。通过亲自的设计使我明确了设计的目标和具体步骤，在开始的时候我也不确定电流环是选择Ⅰ型系统还是选择Ⅱ型系统，但是根据课本的例题及理论知识：电流环主要是要有很好的跟随性能，而Ⅰ型系统刚好可以满足，Ⅱ型系统有较好的抗扰性能、快速性又很好，所以转速环就选择Ⅱ型了。通过对电流环和转速环的设计我发现在设计时两者都是大致遵循：结构框图化简、调节器结构选择、调节器参数计算、调节器实现、近似条件的检验等步骤，所以再设计时有很多相同点。在没有设计前对双闭环的一些参数和表示符号总是混淆，但是通过亲自设计、通过自己反复演算，清晰的了解各个参数的关系及来龙去脉和它们的对应关系，现在已经基本上不会记错了。 这次课程设计使我提高了检索信息，查阅知识的能力，达到了熟悉课本的目的。 五、参考文献 参考文献 [1]陈伯时. 电力拖动自动控制系统. 机械工业出版社,2003 [2]王成元主编. 现代电机控制技术. 机械工业出版社,2009 [3]陈坚. 电力电子技术. 高等教育出版社,2004 [4]王兆安. 电力电子技术(第4版). 机械工业出版社,2011 [5]孙亮. 自动控制原理(第三版). 高等教育出版社,2011 [6]胡寿松. 自动控制原理(第6版). 科学出版社,2013 [7]汤蕴璆. 电机学(第四版). 机械工业出版社,2011 [8]彭鸿才. 电机原理及拖动(第二版). 机械工业出版社,2007 [9]王晓明. 电动机的单片机控制. 北京航空航天大学出版社, 2011 [10]孙立志.PWM 与数字化电动机控制技术应用. 中国电力出版社,2008 六、附件 范文二：闭环控制举例
范文三：单闭环调速系统
范文四：SIMULINK及闭环系统仿真
范文五：双闭环调速系统
