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范文一：开关电源的原理与设计
2003年7月第34卷第4期ActaScientiarumNaturaliumUniversitatisNeiMongol内蒙古大学学报(自然科学版).2003Jul.34No.4Vol
文章编号:1000-1638(2003)0420440205开关电源的原理与设计郝琦玮,①
(,)
摘要:,提出了较为实用的设计计算方法.
关键词:;;开关电压调整器
:T+5 文献标识码:A
在现代的电子学系统中,已逐渐采用开关调整管作二级电源,称做开关电源.
开关式电压调整器利用开关控制的电磁感感应,把输入的直流电源提供的能量,变换为另一种电
〔1〕压的直流能量,并利用控制电路实现稳压.因而,又叫做DC2DC变换器.
开关式电压调整器是开关电源的核心部分.它是低功耗,高效率的电压调整器,并已日益广泛地用作电子学系统的二级电源.开关式电压调整器可按功率管的工作方式,分为串联型和并联型两种;按电压变换关系,又可分为降压型和升压型两类.通常的电子学系统中的二级电源,多是用降压调整器组成.本文主要对串联降压电压调整器进行讨论.
1 串联降压电压调整器
1.1 串联降压调整器的变换电路
开关式电压调整器的电路,可分为变换器和控制器两部分.图1(a)是串联型变换器,图中T1是达林顿功率管〔2〕或场效应管,在这里用作开关管.T1的基极受周期为T的负脉冲信号VB控制,脉冲的有效宽度为ton(图1b).VB有接近于Vi的高电平,当VB
为高电平时,T1处于截止态.在负脉冲呈现时,T1被驱动到饱和态.在饱和态,T1的压降为常量?V.通常ton为数us,T在10us量级.T1和D应是高速开关三极管和开关二极管.C是大容量滤波电容,因工作频率达100kHz量级,故需用频响较好的锂电容.
(a)串联型变换器(b)控制信号
图1 开关式电压调整器电路
Fig.1 Thecircuitof
switchingvoltageadjuster
为便于分析,设ton足够小,在L中电流消失后才令T1再导通,若在控制脉冲作用下使T1导通,则A点的电压为
①收稿日期:2002209211
作者简介:郝琦玮(1981～),山西省文水县人,内蒙古大学电子系,助教.
第4期郝琦玮,李树华 开关电源的原理与设计441
VAM=Vi-△V
dt(1)若不计电感的耗损和器件的微变电阻,则电感的方程为VAM-VO=L
设C足够大,C上的电压VO可视为常量.则上式说明,电感中的电流IL.其斜率为(VAM-VO) L.在经历了ton时间,T1转为截止态时,IL有最大值ILM
(2)ILM=(VAM-Vton L
在这一瞬间,电感中贮存的磁能为ΕL=2I=(AM-O 2L2
qon.△qon将通过电感注入电容,将电O(2(3)△qon=3ILM3ton=(VAM-VO)ton2 2L2
在此时间内,电源通过开关管对电路做的功为
2(4a)△WA=VAM3△qon=VAM3(VAM-VO)ton 2L
上式又可写成:
△WA2=〔(VAM-VO)2+VO(VAM-VO)〕2L=ton 2ILM+VO3△qon2(4b)
即:电源对A点右边电路做的功,完全转化为电感中的磁能和电容中的电能.
在T1截止后,因电感中的电流不能突变,迫使二极管D导通,与L和C构成电感的放电回路.若二极管正向导通时电压为VD,则电感上的电压可认为是-(VD+VO).电感的方程为
-(VD+VO)=Ldt
由上式可知,电感中的电流将自ILM线性地减小,直到IL=0.在这一过程中,电感通过放电把磁能再转化为电容中的电能.在转化的过程中,不可避免地有二极管的耗损.若不计二极管的耗损(VD=0),则这一过程的持续时间可估计为
(5)△t== tonVOVO
注入电容的电荷可估计为
△qoff=22 = ton2
2VO2LVO(6)
如上所述,二极管的作用是确保电感中的电流能连续变化,使贮存在电感中的磁能,可继续转化为贮于电容中的电能.如上所述,要使每一控制信号的脉冲产生独立的效果,应使控制信号的周期满足:
T>ton+△t= tonVO(7)
综上所述,在控制信号的每一周期中,电源对电感和电容做的功,应等于传输给电容的能量.设电容上的电压为VO,供给负载的电流为IO.若不计二极管的耗损,则在电路稳定时有
(8a)△WA=IOVOT
代入(4a)式可以解得
IO=qon ton2= VO2
LTVOT(8b)
该式右边可理解为电路的输出电流的能力.由该式看出ton越大或T越小,输出电流的能力越大.利用控制电路调节ton或T,可使电路有额定的输出电压和输出电流.在控制电路的调节范围内,上式
442内蒙古大学学报(自然科学版)2003年可作为选择电感的依据.
1.2 开关电压调整器的控制电路
开关式电压调整器的控制电路,有脉冲调宽式和脉冲调频式〔3〕两种.目前多采用脉冲调宽式PWM.
图2是一种脉宽调制控制电路的原理图,该电路用输入电压源供电,使控制信号可以有相应的高电平.在控制电路内部,用简单电路给有关的电路供电.图2中,Σ,周期为T的基本控制信号.Σ和T决定于外接的定时电容
,的正脉冲.由于是单极性电源供电,,.在图2中,采样放大器偏置于正脉冲的幅值.输出电压VO〔4〕,则比较器(C)输出低电平.Vi的高电平,将T1保持为截止态.若
.VO低于设定的阈值,,则在正脉冲呈现时比较器仍输出高电平
图2 一种PWM控制电路
Fig.2 Pulse2widthcontrollerinPWMcontrolledpowersuppliesusingvoltage2modecontrol
在这条件下,正脉冲可以通过与非门
,生成驱动调整管T1的负脉冲.使调整管进入导电态,通过对电容充电提高输出电压.如上所述,输出的驱动脉冲的呈现时间,只是在多谐波振荡器输出的正脉冲呈现,且VO小于指定的阈值的时间内,脉冲的宽度按VO是否能高于阈值而定,因而称为脉冲调宽.
在开关电源开始上电时,电容上的电压(VO)总低于设计的额定值.多谐波振荡器以原来的脉宽,周期性地控制调整管令电容充电,直到VO超过额定值.在电路稳定后,电容通过负载放电,总会使输出电压低于额定值
,驱动脉冲再启动调整管令电容充电.但只要VO超过额定值,驱动信号就不能通过与非门,调整管进入截止态.以后,电感通过续流二极管放电,使VO低于额定值,调整管再次受驱动信号控制导通.如上所述,开关电源的输出电压波形如图3所示.开关电源的输出电压总是有纹波的,且纹波的基频等于多谐波振荡器的频率(T-1).在使用时,还需要用低通滤波器抑制纹波.
图3 输出电压波形
Fig.3 Outputvoltagewaveform
2 开关电源的参数选择
以脉冲调宽电路的开关电源为例,说明开关电源电路中的参数选择.
2.1 调整管输入电压的选择
以串联降压型开关式电压调整器为例,调整管受周期T在10us量级的脉冲控制.无论在Vi的峰点还是谷点,只要满足
第4期郝琦玮,李树华 开关电源的原理与设计443
Vi>△V+VO
总可以通过开关管和电感使电容充电获得能量,能给负载提供电能.输入端的电源,只在开关管开通时做功,每周期做的功为Vi?△qon.输入端电源做的功,除耗损于开关管和二极管之外.皆转化为电容中可供给负载的电能.无论是网压高或低,还是整流滤波电源输出电压峰点或谷点,开关管保持开通时压降为△VO,输入端的电源只在开关管导通时输出电荷△qon,,则开关电源的转换效率为
Γ==Ei △qonEi(9)
在开关式电压调整器中,,,因而输入电压越高转换效率亦越高.因此,,调整器的输入电压,应尽可能选择得高一些.
,使得电子学系统有更强的适应性.
2.2在控制信号的一个周期内,电源输出的电荷量为△qon.故整流滤波电源的输出电流可估计为
Ii=△qon T
将(8b)式代入,得
Ii=IO VAM(10)
网压越小VAM也越小,Ii则越大.可按设计的网压最小值估算Ii,从而确定整流滤波电源的滤波电容与纹波,与使用通常的电压调整器比较,因Ii<>
在设计开关式电压调整器时,一项重要的指标是输出电压的纹波.为便于做工程估计,可以认为开关管导通和电容充电的时间极短.在瞬间使电容上电压(VO)升至最大值,只是通过负载放电,才使电容上电压下降,并呈现为纹波.在控制信号的一周期中,通过负载释放的电量为IOT,若纹波的峰2峰值为△VP-P,则应为
△VP-P≈IO T C
在给定纹波的指标后,可按下式
C≥IO T(11)
选择电容,使纹波的幅值不超过设计值.显然,T在较小的时候可用较小的电容获得较小的纹波,现已设计成1MHz的开关电压调整器.由于电容制造工艺的进展,已可用集成陶瓷电容作高频开关电源的滤波电容.
2.3 电感元件的选择
前面已经说明,式(8b)是开关电源输出电流的能力.在设计电源时,应在调整器输入电压最小时,且控制脉冲有最大宽度Σ时,使输出电流的能力不小于实际的输出电流IO,若在网压最低时,整流滤波电源输出的谷点电压为Vim,则电源的设计应满足
2IO≤ΣVO2LT
2ΣVO2IOT
由于在导出式(8b)时没有计续流二极管的耗损,在估算L时可把VO估计得略大一些.即: L≤(12)
2.4 实际中要注意的几个问题
在上电过程中,开关管总是以最大的ton令电容充电,要注意防止在开关管的一次导电过程中,使输出电压明显地高于额定值.在选择参数时,L不宜过小,C宜稍大一些,把过冲〔6〕控制在预期的指标
444内蒙古大学学报(自然科学版)2003年内.
开关电源虽有很多优点,但它是强电流高频电路.除了电压调整器的输入、输出端口的电容必须是与工作频率(T-1)适应的高频电容外,抑制电感和导线的磁场干扰及射频辐射干扰是必须注意的问题.在电压调整器中和输出滤波器中的电感,要通过单向性强电流.为作有效的磁屏蔽并抑制辐射,宜用有气隙(防磁饱和)的铁氧体作为磁芯的线圈.此外,蔽,经良好的滤波后输出直流电压和电流.
应该注意,在开关管由导通转为截止时,.这是续流二极管能够导通的原因,7100MHz的范围.在作屏蔽和滤波时,3 结 语
、变换效率高,因此广泛应用于各种电子设备中.目前,各国正在努力开发新器件、,进一步提高效率,缩小体积,降低价格,以解决开关电源面临的新课题,即环境适配性〔8〕,包括噪声与谐波等的电磁适配性〔9〕,以及同人类之间的安全适配性等.参考文献:
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ThePrincipleandDesignmentofSwitchingPowerSupply
HAOQi2wei,LIShu2hua
(DepartmentofElectronicEngineering,CollegeofSciencesandTechnology,
NeiMongolUniversity,Hothot010021,PRC)
Abstract:Thetheoryofswitchingpowersupplyisanalysed,whichisbasedontheworkingprocessofthecircuit.Apracticalmethodofdesigningandcalculatingthiselectroniccircuithasbeenintroduced.
Keywords:PWM;PFM;ripple;switchingvoltageadjuster
范文二：开关电源原理与设计（20）开关电源电路的过渡过程
1-7-2．开关电源电路的过渡过程
前面我们分析过的所有开关电源电路，很少提到电路过渡过程的概念，实际上，在开关电源电路中，工作开关的接通和关段，电路中电流和电压的变化过程，都是属于电路过渡过程，但我们为了分析简单，都把电路的过渡过程基本忽略掉了。如果认真对开关电源电路进行分析，输出电路中的电流一般都不是线性的或锯齿波；输出电压也不是一个矩形波或锯齿波，我们把它们当成矩形波或锯齿波，只是在一个特定条件或范围内，把它们的变化率或数值当成了一个平均值来看待。
在具有电感、电容、电阻的电路中，发生电路过渡过程的电压、电流一般都是按指数函数的曲线规律变化，正弦或者余弦函数是指数函数的特殊情况。在具有过渡过程的电路中，我们不能简单地用正弦波电路的计算方法来分析，用付氏变换的方法也很难分析出精确结果。用微分方程对电路过渡过程进行分析是最好的方法。
在电路的过渡过程中，一定要考虑电压或电流的初始值，只有当初始值基本为0或趋于某个固定值时，才可认为电路的过渡过程已经进入稳定状态，但严格来说，这种情况在开关电源电路中不存在。因为，开关电源中的工作开关总是不断地在接通与关断两中工作状态之间来回转换，并且占空比D时刻都在改变，它不可能出现一个稳定值。然而，我们可以把开关电源当成一种特殊情况来处理，或把开关电源电路中，电压或电流的初始值反复出现时，就可以认为开关电源已经工作于稳定状态。
例如，当开关电源在一个或两个工作周期内，对应于工作开关接通或关闭的瞬间，某电路的电压或电流的初始值基本相等，或很接近时，我们就可以认为，开关电源已经进入了稳定工作状态。
当开关电源进入工作稳定状态以后，为了简单，我们一般都用电压或电流的其平均值或半波平均值来进行电路电路计算或分析。例如，我们在计算流过负载的电流时，一般都是利用输出电压的平均值Uo来进行计算，很少考虑输出电压纹波对负载的影响，计算负载电流的结果就是流过负载电流的平均值Io。
然而，在开关电源的设计中，开关电源开机时刻的过渡过程也是不可忽视的，因为，储能滤波电容存储的电荷为0，需要很多个工作周期以后，储能滤波电容才能充满电，其两端电压才基本稳定，开关电源才能进入稳定工作状态。下面，我们来详细分析开关电源开机时刻的过渡过程。
这里特别指出，（1-112）、（1-113）、（1-114）式中的时间t对于电容器充电来说是不连续的，它是按正弦曲线一段、一段地进行迭加，如图23。
图1-19中，当工作开关由接通转为关断时，开关电源变压器次级线圈产生的反电动势为：
式中，q为电容存储的电荷量，C1和C2为待定系数，ω =
，为角频率，即电容器充放电的速率。这里为了简化在不容易混淆的情况下我们经常把电感L和电容C的下标省去。
当t = 0 时，q = 0，由此求得C1 = 0，当t = Toff时，由于电容容量很大，电容器一般在一个工作周期内是不可能充满电的，大约需要十几个周期以上才能充满。当电容充满电时，电容两端的电压就可以达到电源电压的峰值，即：q = UpC，由此，求得C2 = UpC，所以（1-112）式可以写为：
图1-23-a）中，uo为变压器次级线圈输出电压的脉冲波形，虚线是整流之前变压器次级线圈的输出波形（半波平均值），实线是实际输出波形，由于整流二极管的限幅作用，所以实际输出电压幅度要比正常工作时低很多。在每次工作开关由接通转变为关断期间，变压器次级线圈的输出电压，都经整流二极管对储能滤波电容进行充电，使储能滤波电容两端的电压一步、一步地升高，输出电压幅度也一步、一步地升高。
图1-23-b）是储能滤波电容器进行充电的电压波形，它需要经过多个工作周期后才能对储能滤波电容充满电，因此，储能滤波电容两端的电压是按正弦曲线，像爬楼梯一样，一个、一个楼梯一样提升，直到储能滤波电容两端的电压达到最大值Up。
图1-23-c），是变压器初、次级线圈的电流波形。图中，i1为流过变压器初级线圈中的电流，i2为流过变压器次级线圈中的电流（虚线所示）。实际上流过变压器次级线圈中的电流i2也不是线性下降，而是按余弦或指数曲线变化，但由于其曲率变化很小，所以我们把它近似地看成是一根直线，或用其变化率的平均值来代替，以便与输出电压波形（矩形波）对应。
范文三：开关电源原理与设计（10）并联开关电源储能电感的计算
1-4-3．并联开关电源储能电感的计算
与前面计算反转式串联开关电源中储能电感的数值方法基本相同，计算并联式开关电源储能电感也是从流过储能电感的电流为临界连续电流状态着手进行分析。并联式开关电源中的储能电感与反转式串联开关电源中的储能电感工作原理基本一样，都是在控制开关K关断期间才产生反电动势向负载提供能量，因此，流过负载的电流只有流过储能电感电流的四分之一。
根据（1-45）式：
iLm =Ui*Ton/L —— K关断前瞬间 （1-45）
（1-45）式可以改写为：
4Io =Ui*T/2L —— K关断前瞬间 （1-53）
式中Io为流过负载的电流，当D = 0.5时，其大小等于最大电流iLm的四分之一；T为开关电源的工作周期，T正好等于2倍Ton。
由此求得：
L =Ui*T/8Io —— D = 0.5时 （1-54）
或：
L >Ui*T/8Io —— D = 0.5时 （1-55）
（1-54）和（1-55）式，就是计算并联式开关电源储能电感的公式。同理，（1-54）和（1-55）式的计算结果，只给出了计算并联开关电源储能滤波电感L的中间值，或平均值，对于极端情况可以在平均值的计算结果上再乘以一个大于1的系数。
对于电感取不同数值和在不同的占空比状态下工作的情况分析，请参考前面关于“反转式串联开关电源储能电感的计算”内容的论述。
1-4-4．并联式开关电源储能滤波电容的计算
并联式开关电源储能滤波电容的计算，可以参考前面串联式开关电源或反转式串联开关电源中储能滤波电容的计算方法，同时还可以参考图1-6中储能滤波电容C的充、放电过程。
这里要特别注意的是，并联式开关电源与反转式串联开关电源中的储能电感一样，仅在控制开关K关断期间才产生反电动势向负载提供能量，因此，即使是在占空比D等于0.5的情况下，储能滤波电容器充电的时间与放电的时间也不相等，电容器充电的时间小于半个工作周期，而电容器放电的时间则大于半个工作周期，但电容器充、放电的电荷是相等的，即电容器充电时的电流大于放电时的电流。
从图1-13可以看出，并联式开关电源，流过负载的电流比串联式开关电源流过负载的电流小一倍，流过负载的电流Io只有流过储能电感最大电流iLm的四分之一。在占空比D等于0.5的情况下，电容器充电的时间为3T/ 8，电容充电电流的平均值为3iLm/8 ，或3io/2 ；而电容器放电的时间为5T/8 ，电容放电电流的平均值为0.9 Io。因此有：
式中ΔQ为电容器充电的电荷，Io流过负载的平均电流，T为工作周期。电容充电时，电容两端的电压由最小值充到最大值（绝对值），相应的电压增量为2ΔUc，由此求得电容器两端的波纹电压ΔUP-P为：
（1-58）和（1-59）式，就是计算并联开关电源储能滤波电容的公式（D = 0.5时）。式中：Io是流过负载电流的平均值，T为开关工作周期，ΔUP-P为滤波输出电压的波纹，或电压纹波。一般波纹电压都是取电压增量的峰-峰值，因此，当D = 0.5时，波纹电压等于电容器充电的电压增量，即：ΔUP-P = 2ΔUc 。
同理，（1-58）和（1-59）式的计算结果，只给出了计算并联式开关电源储能滤波电容C的中间值，或平均值，对于极端情况可以在平均值的计算结果上再乘以一个大于1的系数。
当开关K工作占空比D小于0.5时，由于流过储能滤波电感L的电流会不连续，电容器放电的时间将远远大于电容器充电的时间，因此，开关电源滤波输出电压的纹波将显著增大。另外，开关电源的负载一般也不是固定的，当负载电流增大的时候，开关电源滤波输出电压的纹波也将会增大。因此，设计开关电源的时候要留有充分的余量，实际应用中最好按（1-58）式计算结果的2倍以上来计算储能滤波电容的参数。
范文四：开关电源原理与设计（32）推挽式开关电源的优缺点
1-8-1-5．推挽式开关电源的优缺点
推挽式开关电源的优点前面已经提到很多，这里再简单概括一次。
由于推挽式变压器开关电源中的两个控制开关K1和K2轮流交替工作，其输出电压波形非常对称，并且开关电源在整个工作周期之内都向负载提供功率输出，因此，其输出电流瞬间响应速度很高，电压输出特性很好。推挽式变压器开关电源是所有开关电源中电压利用率最高的开关电源，它在输入电压很低的情况下，仍能维持很大的功率输出，所以推挽式变压器开关电源被广泛应用于低输入电压的DC/AC逆变器，或DC/DC转换器电路中。
推挽式开关电源经桥式整流或全波整流后，其输出电压的电压脉动系数Sv和电流脉动系数Si都很小，因此只需要一个很小值的储能滤波电容或储能滤波电感，就可以得到一个电压纹波和电流纹波都很小的输出电压。因此，推挽式开关电源是一个输出电压特性非常好的开关电源。
另外，推挽式开关电源的变压器属于双极性磁极化，磁感应变化范围是单极性磁极化的两倍多，并且变压器铁心不需要留气隙，因此，推挽式开关电源变压器铁心的导磁率比单极性磁极化的正激或反式开关电源变压器铁心的导磁率高很多倍；这样，推挽式开关电源变压器初、次级的线圈匝数可比单极性磁极化变压器初、次级的线圈匝数少一倍以上。所以，推挽式开关电源变压器的漏感以及铜阻损耗都比单极性磁极化变压器小很多，开关电源的工作效率很高。
推挽式开关电源的两个开关器件有一个公共接地端，相对于半桥式或全桥式开关电源来说，驱动电路要简单很多，这也是推挽式开关电源的一个优点。
后面将要介绍的半桥式以及全桥式开关电源都有一个共同缺点，就是当两个控制开关K1和K2处于交替转换工作状态的时候，两个开关器件会同时出现一个半导通区，即两个控制开关同时处于接通状态；这是因为开关器件在开始导通的时候，相当于对电容充电，它从截止状态到完全导通状态需要一个过渡过程；而开关器件从导通状态转换到截止状态的时候，相当于对电容放电，它从导通状态到完全截止状态也需要一个过渡过程；当两个开关器件分别处于导通和截止的过渡期间，就会同时出现半导通状态，此时，相当于两个控制开关同时接通，会对电源电压产生短路，在两个控制开关的串联回路中将出现很大的电流，而这个电流并没有通过变压器负载。因此，在两个控制开关K1和K2分别处于导通和截止的过渡期间，两个开关器件将会产生很大的功率损耗。
而推挽式开关电源不会存在这种损耗。因为，当控制开关K1将要关断的时候，开关变压器的两个初级线圈N1绕组和N2绕组都会产生反电动势，而N2绕组产生的反电动势正好与输入电流的方向相反；此时，即使是K2开关器件处于半导通或全导通状态，在短时间内，在K2组成的电路中都不会出现很大的工作电流，并且在电路中，两个控制开关也不存在直接串通的回路；因此，推挽式开关电源不会像半桥式，以及全桥式开关电源那样出现两个控制开关同时串通的可能性，这也是推挽式开关电源的一个优点。
推挽式开关电源的主要缺点是两个开关器件需要很高的耐压，其耐压必须大于工作电压的两倍，因此，推挽式开关电源在220V交流供电设备中很少使用。另外，直流输出电压可调整式推挽开关电源输出电压的调整范围比反激式开关电源输出电压的调整范围小很多，并且需要一个储能滤波电感；因此，推挽式开关电源不宜用于要求负载电压变化范围太大的场合，特别是负载很轻或经常开路的场合。
推挽式开关电源的变压器有两组初级线圈，对于小功率输出的推挽式开关电源是个缺点，对于大功率输出的推挽式开关电源是个优点。因为大功率变压器的线圈绕组一般都用多股线来绕制，因此，推挽式开关电源的变压器的两组初级线圈与用双股线绕制没有根本区别，并且两个线圈与单个线圈相比可以降低一半电流密度。
范文五：开关电源原理与设计（14）正激式变压器开关电源的优缺点
1-6-2．正激式变压器开关电源的优缺点
为了表征各种电压或电流波形的好坏，一般都是拿电压或电流的幅值、平均值、有效值、一次谐波等参量互相进行比较。在开关电源之中，电压或电流的幅值和平均值最直观，因此，我们用电压或电流的幅值与其平均值之比，称为脉动系数S；也有人用电压或电流的有效值与其平均值之比，称为波形系数K。
因此，电压和电流的脉动系数Sv、Si以及波形系数Kv、Ki分别表示为：
Sv = Up/Ua —— 电压脉动系数 （1-84）
Si = Im/Ia —— 电流脉动系数 （1-85）
Kv =Ud/Ua —— 电压波形系数 （1-86）
Ki = Id/Ia —— 电流波形系数 （1-87）
上面4式中，Sv、Si、Kv、Ki分别表示：电压和电流的脉动系数S，和电压和电流的波形系数K，在一般可以分清楚的情况下一般都只写字母大写S或K。脉动系数S和波形系数K都是表征电压或者电流好坏的指标，S和K的值，显然是越小越好。S和K的值越小，表示输出电压和电流越稳定，电压和电流的纹波也越小。
正激式变压器开关电源正好是在变压器的初级线圈被直流电压激励时，变压器的次级线圈向负载提供功率输出，并且输出电压的幅度是基本稳定的，此时尽管输出功率不停地变化，但输出电压的幅度基本还是不变，这说明正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性相对来说比较好；只有在控制开关处于关断期间，功率输出才全部由储能电感和储能电容两者同时提供，此时输出电压虽然受负载电流的影响，但如果储能电容的容量取得比较大，负载电流对输出电压的影响也很小。
另外，由于正激式变压器开关电源一般都是选取变压器输出电压的一周平均值，储能电感在控制开关接通和关断期间都向负载提供电流输出，因此，正激式变压器开关电源的负载能力相对来说比较强，输出电压的纹波比较小。如果要求正激式变压器开关电源输出电压有较大的调整率，在正常负载的情况下，控制开关的占空比最好选取在0.5左右，或稍大于0.5，此时流过储能滤波电感的电流才是连续电流。当流过储能滤波电感的电流为连续电流时，负载能力相对来说比较强。
当控制开关的占空比为0.5时，正激式变压器开关电源输出电压uo的幅值正好等于电压平均值Ua的两倍，流过滤波储能电感电流的最大值Im也正好是平均电流Io（输出电流）的两倍，因此，正激式变压器开关电源的电压和电流的脉动系数S都约等于2，而与反激式变压器开关电源的电压和电流的脉动系数S相比，差不多小一倍，说明正激式变压器开关电源的电压和电流输出特性要比反激式变压器开关电源好很多。
正激式变压器开关电源的缺点也是非常明显的。其中一个是电路比反激式变压器开关电源多用一个大储能滤波电感，以及一个续流二极管。此外，正激式变压器开关电源输出电压受占空比的调制幅度，相对于反激式变压器开关电源来说要低很多，这个从（1-77）和（1-78）式的对比就很明显可以看出来。因此，正激式变压器开关电源要求调控占空比的误差信号幅度比较高，误差信号放大器的增益和动态范围也比较大。
另外，正激式变压器开关电源为了减少变压器的励磁电流，提高工作效率，变压器的伏秒容量一般都取得比较大（伏秒容量等于输入脉冲电压幅度与脉冲宽度的乘积，这里用US来表示），并且为了防止变压器初级线圈产生的反电动势把开关管击穿，正激式变压器开关电源的变压器要比反激式变压器开关电源的变压器多一个反电动势吸收绕组，因此，正激式变压器开关电源的变压器的体积要比反激式变压器开关电源的变压器的体积大。
正激式变压器开关电源还有一个更大的缺点是在控制开关关断时，变压器初级线圈产生的反电动势电压要比反激式变压器开关电源产生的反电动势电压高。因为一般正激式变压器开关电源工作时，控制开关的占空比都取在0.5左右，而反激式变压器开关电源控制开关的占空比都取得比较小。
正激式变压器开关电源在控制开关关断时，变压器初级线圈两端产生的反电动势电压是由流过变压器初级线圈的励磁电流产生的。因此，为了提高工作效率和降低反电动势电压的幅度，尽量减小正激式开关电源变压器初级线圈的励磁电流是值得考虑的。
当控制开关的占空比为0.5时，在控制开关关断时刻，电源变压器初级会产生反电动势，反电动势产生的电流方向与输入电压Ui产生的电流方向相同，因此，控制开关两端的电压正好等于输入电压Ui与反电动势Up-之和，即：
Ukp = Ui＋Up- —— K关断期间 （1-88）
式中Ukp为控制开关关断时刻，控制开关两端的电压；Up-为变压器初级线圈产生反电动势电压的峰值。根据（1-68）式和图1-16-b可知，Up-一般都大于输入电压Ui，因此Ukp大于两倍Ui。
一般正激式变压器开关电源都设置有一个反电动势能量吸收回路，如图1-17中的变压器反馈线圈N3绕组和整流二极管D3，此时，反电动势电压的峰值一般都被限幅到输入电压Ui的值，如果不考虑变压器初、次级线圈的漏感，则（1-88）式可以改写为：
Ukp = 2Ui —— 带限幅电路 （1-89）
这个电压对于电源开关管来说是很高的。例如电源输入电压为交流220伏，经整流滤波后其最大值就是311伏，根据（1-89）式可求得Uk = 622伏；如果输入电压为交流253伏（±15%），那么，可以求得Ukp = 715伏，这还不算变压器初级线圈漏感产生的反电动势电压。一般图1-17中的变压器反馈线圈N3绕组和整流二极管D3，对变压器初级线圈N1绕组漏感产生的反电动势电压是无法进行吸收的，这一点需要特别注意。为了吸收变压器初级线圈N1绕组漏感产生的反电动势，在变压器初级线圈回路中还要专门设置一个反电动势吸收电路，这一方面内容后面还要更详细介绍。
一般电源开关管的耐压都在650伏左右，因此，正激式变压器开关电源在输入电压为交流220伏的设备中很少使用，或者用两个电源开关管串联来使用。由于正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性相对来说比较好，因此，目前在一些对瞬态控制特性要求比较高的场合，用两个电源开关管串联的正激式变压器开关电源也逐步开始增加。
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