范文一:最大时延,平均时延,时延扩展关系
1 时延扩展、相干带宽、相干时间之间有什么联系,对系统又有什么影响, 2 快、慢衰落与频率选择性衰落平坦性衰落之间有什么联系,以及产生的原因。
阐述1:
通常用时域的均方根时延扩展(delay spread) 和频域的相干带宽(coherence bandwidth) 两个参数来描述多径信道的时间色散特性。均方根时延扩展是多径信号的功率延迟分布的二阶矩的平方根,而相干带宽是从均方根时延扩展得出,两者成反比关系。相干带宽是一特定频率范围,在该范围内,两个频率分量有很强的幅度相关性。在无线通信系统中,如果信号的带宽小于信道的相干带宽,则接收信号会经历平坦衰落过程,此时发送信号的频谱特性在接收机内仍能保持不变。然而,由于信道增益的起伏,接收信号的强度会随时间变化。反之,如果信号的带宽大于信道的相干带宽,则接收信号会经历频率选择性衰落,此时接收信号的某些频率比其他分量获得了更大的增益,使接收信号产生了失真,从而引起符号间干扰。
多普勒扩展和相干时间是描述小尺度内信道时变特性的两个参数,两者成反比关系。多普勒扩展是频谱展宽的测量值,它由移动台和环境物体的运动速度所决定,是一个频率范围,在范围之内接收的多普勒频谱有非零值。相干时间是信道时间变化率的一种量度,它是一段时间间隔,在间隔内,两个到达信号有很强的幅度相关性。在无线通信系统中,如果信道的相干时间比发送信号周期短,则接收信号会经历快衰落过程,或者称为时间选择性衰落,此时接收信号会发生失真。反之,如果信道的相干时间远大于发送信号的信号周期,则接收信号经历慢衰落过程,此时接收信号不会发生失真。
阐述2
根据题目特性,先回答2再回答1:
2回答:
通信时,发射机和接收机之间要能够成功地进行通信,在一定程度上取决于信号在其中传播的信道的衰落特性。大范围衰落包括信号经过长距离传播的效应(几百个波长或更多波长)。小范围衰落机制则影响着接收机附近的信号。
大范围衰落包括信号经过一段距离时信号的平均衰减(在理想的视距传播(LOS )条件下,它与距离的平方成正比),以及大型物体(如山脉或摩天大楼)导致的信号衍射。
小范围衰落是多径传播和多普勒频移两者作用的结果。由于被发送信号在遇到信箱、树木和正在移动的车辆时导致反射、衍射和局部散射,而通过不同的路径到达接收机,所以会发生多径衰落。因此,接收机在不同的到达时间获得信号的多个拷贝,这些拷贝以不同的相位和功率电平进行接收,导致信号互相干扰而发生功率波动。
小范围衰落表现为时间展宽(时延展宽)或时间变化(多普勒展宽)。(如果接收机在移动,信号可能会同时经历这两种衰落。) 根据衰落随频率或时间的不同变化情况,分为平衰落、频率选择性衰落、快衰落和慢衰落。
平衰落:时间展宽
平衰落特点:
1)传送一个符号的时间大于最大时延展宽
2)信号带宽小于相干带宽
3)在一个符号的周期内收到所有多径分量
频率选择性衰落:时间展宽
频率选择性衰落特点:
1)传送一个符号的时间小于最大时延展宽
2) 信号带宽大于相干带宽
3) 信道以不同方式改变信号的不同频谱成分,因此宽带信号的接收功率可能会在其带宽范围内随频率发生大的变化 快衰落:时间变化
快衰落特点:
1)符号周期长于相干时间
2) 信号带宽小于多普勒展宽
3)信道衰落条件的变化速度快于符号发送的速度 慢衰落:时间变化 慢衰落特点:
1) 符号周期短于相干时间
2) 信号带宽大于多普勒展宽
3) 在符号发送过程中,信道条件稳定、可以预测
1回答:
定义相干带宽一般是用来划分平坦衰落信道和频率选择性衰落信道的量化参数。
如果信道的最大多径时延扩展为Tm ,那么信道的相干带宽Bc=1/Tm;若发射信号的射频带宽B 如果信道的最大多普勒频移为fm ,那么信道的相干时间Tc=0.423/fm。若发射信号的符号周期T Two good paper for this: Rayleigh fading channels in mobile digital communication systems. I. Characterization Rayleigh fading channels in mobile digital communication systems. II. Mitigation 1 时延扩展、相干带宽、相干时间之间有什么联系,对系统又有什么影响, 2 快、慢衰落与频率选择性衰落平坦性衰落之间有什么联系,以及产生的原因。 阐述1: 通常用时域的均方根时延扩展(delay spread)和频域的相干带宽(coherence bandwidth)两个参数来描述多径信道的时间色散特性。均方根时延扩展是多径信号的功率延迟分布的二阶矩的平方根,而相干带宽是从均方根时延扩展得出,两者成反比关系。相干带宽是一特定频率范围,在该范围内,两个频率分量有很强的幅度相关性。在无线通信系统中,如果信号的带宽小于信道的相干带宽,则接收信号会经历平坦衰落过程,此时发送信号的频谱特性在接收机内仍能保持不变。然而,由于信道增益的起伏,接收信号的强度会随时间变化。反之,如果信号的带宽大于信道的相干带宽,则接收信号会经历频率选择性衰落,此时接收信号的某些频率比其他分量获得了更大的增益,使接收信号产生了失真,从而引起符号间干扰。 多普勒扩展和相干时间是描述小尺度内信道时变特性的两个参数,两者成反比关系。多普勒扩展是频谱展宽的测量值,它由移动台和环境物体的运动速度所决定,是一个频率范围,在范围之内接收的多普勒频谱有非零值。相干时间是信道时间变化率的一种量度,它是一段时间间隔,在间隔内,两个到达信号有很强的幅度相关性。在无线通信系统中,如果信道的相干时间比发送信号周期短,则接收信号会经历快衰落过程,或者称为时间选择性衰落,此时接收信号会发生失真。反之,如果信道的相干时间远大于发送信号的信号周期,则接收信号经历慢衰落过程,此时接收信号不会发生失真。 阐述2 根据题目特性,先回答2再回答1: 2回答: 通信时,发射机和接收机之间要能够成功地进行通信,在一定程度上取决于信号在其中传播的信道的衰落特性。大范围衰落包括信号经过长距离传播的效应(几百个波长或更多波长)。小范围衰落机制则影响着接收机附近的信号。 大范围衰落包括信号经过一段距离时信号的平均衰减(在理想的视距传播(LOS)条件下,它与距离的平方成正比),以及大型物体(如山脉或摩天大楼)导致的信号衍射。 小范围衰落是多径传播和多普勒频移两者作用的结果。由于被发送信号在遇到信箱、树木和正在移动的车辆时导致反射、衍射和局部散射,而通过不同的路径到达接收机,所以会发生多径衰落。因此,接收机在不同的到达时间获得信号的多个拷贝,这些拷贝以不同的相位和功率电平进行接收,导致信号互相干扰而发生功率波动。 小范围衰落表现为时间展宽(时延展宽)或时间变化(多普勒展宽)。(如果接收机在移动,信号可能会同时经历这两种衰落。) 根据衰落随频率或时间的不同变化情况,分为平衰落、频率选择性衰落、快衰落和慢衰落。 平衰落:时间展宽 平衰落特点: 1)传送一个符号的时间大于最大时延展宽 2)信号带宽小于相干带宽 3)在一个符号的周期内收到所有多径分量 频率选择性衰落:时间展宽 频率选择性衰落特点: 1)传送一个符号的时间小于最大时延展宽 2) 信号带宽大于相干带宽 3) 信道以不同方式改变信号的不同频谱成分,因此宽带信号的接收功率可能会在其带宽范围内随频率发生大的变化 快衰落:时间变化 快衰落特点: 1)符号周期长于相干时间 2) 信号带宽小于多普勒展宽 3)信道衰落条件的变化速度快于符号发送的速度 慢衰落:时间变化 慢衰落特点: 1) 符号周期短于相干时间 ) 信号带宽大于多普勒展宽 2 3) 在符号发送过程中,信道条件稳定、可以预测 1回答: 定义相干带宽一般是用来划分平坦衰落信道和频率选择性衰落信道的量化参数。 如果信道的最大多径时延扩展为Tm,那么信道的相干带宽Bc=1/Tm;若发射信号的射频带宽B 定义相干时间一般是用来划分时间非选择性衰落信道和时间选择性衰落信道,或叫慢衰落信道和快衰落信道的量化参数。 如果信道的最大多普勒频移为fm,那么信道的相干时间Tc=0.423/fm。若发射信号的符号周期T Two good paper for this: Rayleigh fading channels in mobile digital communication systems. I. Characterization Rayleigh fading channels in mobile digital communication systems. II. Mitigation 发射端出来的信号可以经过直达路径到达接收端,也可以因发射和绕射经由非直达路径到达接收端,这就是多径现象。信号反射的数量取决于信号入射角、载波频率、入射波的极化等因素。因为直达路径和各种非直达反射路径的长度不同,因此经过不同路径的信号分量到达接收端的时间不同。相关的概念见图1。在时间0发射了一个 图1 时延扩展的一个例子 脉冲波;假设存在大量的反射路径,因此一公里之外的一个接收器能够侦测到一系列的脉冲,或者叫时延扩展(delay spread)。 如果和一个符号(symbol )周期相比,多径时间差Δt 是一个比较大的量,就会发生符号间干扰(ISI ,intersymbol interference )。换句话说,如果前后两个符号的发送间隔时间是T ,前一个符号晚到的时间超过T ,或者后一个符号早到的时间超过T ,则一个符号就会腐蚀另一个符号,使其失真。 如果路径差异和时延扩展固定,则数据速 率越高,受ISI 的影响越大;如果数据速率固定,则路径差异越大(即时延扩展越大),ISI 就越可能发生。 例1:根据图1的相关时延扩展数据,计算一个270.83Kbps 的移动通信系统是否受ISI 的影响? R b = 270.83 Kbps T b = =3.69μ sec 而由图1得知,路径差异是4μ sec,大于T b ,因此如果不采用任何均衡(equalization )措施,将产生严重的ISI 。 例2:根据图1的相关时延扩展数据,计算一个1.2288Mbps 的移动通信系统(比如IS-95 CDMA)是否受ISI 的影响? R b = 1.2288 Mbps T b = =0.81μ sec 而由图1得知,路径差异是4μ sec ,远大于T b ,因此正常情况下ISI 是会产生的。然而,IS-95 CDMA系统用了一种巧妙的时间分集技术来恢复初始信号——系统用rake 接收机来锁定不同多径信号分量。一旦参考时间确定,不同的多径信号分量也能够被分别确定,就像声音的不同回声。随后,系统对这些被分开确定的信号分量的相位进行相应的调整,并累加成一个最终的信号。不过,IS-95 CDMA系统不能区别,或者处理,时间差小于1μ sec的多径分量。在密集城区,比如北上广,基站的密度非常大,每个基站的发射功率比较低,多径信号分量的时间间隔往往小于1μ sec ,且功率很小,在这种情况下,IS-95 CDMA 的rake 接收机无法区分这些多径分量并累加到最终信号上。因此,一种宽带CDMA (B-CDMA )技术被提了出来。B-CDMA 的数据速率达到5 Mbps,理论上能区别和处理时间差的0.2μ sec的多径分量。 我们同样可以检查时延扩展在频域的影响。时延扩展是个时域概念,而在频域,对应的影响叫做频率选择性衰落(frequency-selective fading )。我们用一个简单的模型来说明这一点。假设有两个振幅相同(振幅为A )的多径信号分量,如图2,其中一个多径分量相对另一个分量有τ的时延,因此接收端收到的信号是: r(t) = As(t) + As(t-τ) 做傅立叶变换后,我们得到r(t)的频谱: 图2 两个时延相差τ的多径分量 这里,H(f)是信道的转换函数(transfer function ),对原始信号 AS(f) 进行转换。H(f)也可以被写成: 其中magnitude spectrum振幅谱|H(f)|是 |H(f)|如图3所示,多径延迟造成的振幅谱的零点就是频率选择性衰减。 图3 光纤最大传输时延计算 最大传输距离计算:以10W为例,即最大功率输出为40dBm,假使基站输出43 dBm,采用30DB耦合器、合路损耗3.5 dBm、馈线接头损耗2D dBm,则进入光纤近端机入口功率为7.5 dBm,光路损耗0.5 dBm /KM(等效射频损耗为2dBm /KM),假使直放站增益为55 dB,最大传输距离L=(7.5+55-40)/1=22.5KM(即允许最大光路损耗为11. 25KM) 2.时延计算:总时延=Ta+Tb+Tc,其中Ta为光纤时延,Tb为直放站时延,取5μs,Tc为直放站与移动用户覆盖区最大时延。根据GSM系统要求,TA最大值为63,对应时延为233μs,假定光纤直放站 最大有效覆盖半径为5Km,传输时延为5000m/(30*108m/s)=16.7μs,由此可知光纤时延不能超过(233/2-16.7=)99.8μs,而光纤时延为5μs/Km,即光传输距离不能超过(99.8μs/(5μs/Km)=)19.96Km,同时需要预留一定的余量。因此,建 议基站到直放站光纤距离应不超过18Km。 3.上行也是如此,从你这儿看上行明显衰减过大,已经建站了,只能 调节下面的东东看看拉,死马当活马医吧,把基站TA设置成最大为63,抬高直放站上行增益,光路最好重做。 技术报告 T ech n ica l R epo r t s Ξ 室内多径时延扩展的实验研究 ΞΞ 龚克 赵友平 ( )清华大学微波与数字通信国家重点实验室 北京 100084 摘 要 本文介绍关于室内环境中时延扩散的实验, 实验采用基于伪随机码滑动相关法的无线信 ( ) 道探测器, 在典型的室内环境中对 无线信道功率时延曲线进行实地测量, 通过对 900U H F M H z 大量实测数据的处理和分析得出了一些很有价值的结论, 如在 及 情况下的时延扩展L O S N L O S 均方根值和方差; 时延扩散与收发距离、路径损耗及收发天线不同线极化方向的关系等等。 关键词 室内电波传播 时延扩散 伪随机码滑动相关法 实地测量 Exper im en ta l Study on M ult ipa th D e lay Spread in Bu ild in g Zh ao Yo up in g Go n g K e (), 100084 T h e S ta te Key L ab o n M ic row ave & D ig ita l Comm un ica t io n s a t T singh ua U n ive r sityB e ijing A bstrac t T h is p ap e r repo r t s th e exp e r im en ta l study o n de lay sp read m ade in typ ica l o ff ice env i2 2. ro nm en t by u sing se lfm ade S lid ing co r re la ted sp read sp ec t rum ch anne l so unde rB a sed o n f ie ld , , m ea su red pow e r de lay p ro f ilesom e va luab le re su lt s h ave been d raw n and de sc r ibed in th e p ap e r ; such a s th e cum u la ted d ist r ibu t io n o f de lay sp read in bo th L O S and N L O S ca se sth e re la t io n sh ip o f , , de lay sp read to d istance be tw een t ran sm it te r and rece ive rth e re levan t p a th lo ssth e po la r iza t io n .and d irec t iv ity o f an tenna , , , Key words indoo r p rop aga t io nde lay sp readslid ing co r re la ted PN m e tho df ie ld m ea su rem en t s 引言1 时延扩展是表征数字无线信道的重要参数, 是数字无线通信系统设计的基础。 近年来, 数 ( 字蜂房无线通信技术和计算机网络通信技术的迅速发展, 正在推动一种新的技术 W IR E 2 ( ) ) 的发展, 室内 办公室将是这种高速的无线组网接入系统 ??L E SS IN T ERN E T IN T RA N E T 的重要的应用环境。 在无线信道上进行高速传输, 关键是如何对抗时延扩展, 为此必须对室内 多径时延扩展进行研究。在已有文献中, 关于室内多径时延特性的研究正在成为国际上新的研 究热点, 而针对我国室内环境特点的研究却尚未见报道, 鉴于此, 我们从实测入手, 研制了基于 滑动扩频相关法的实验装置, 并在典型环境中进行了大量的测量, 取得了一批重要的基础数 据, 并通过统计分析得出了一些有意义的结论。 2 无线信道探测器的研制 Ξ 国家自然科学基金资助项目 ΞΞ 赵友平: 现在中国联合通信公司技术部工作 究 , 有以下三种不同方案可供选择: ( ) 1时域窄脉冲法。 其原理简单而直观, 但欲达到高的时间分辨率对收发带宽有很高要 求, 不易实现; () 2扫频法。 即对所要研究的无线信道进行宽带扫频, 得到频率响应特性, 通过反付氏变 换得出时域冲激响应。 该方案在理论上可以达到高的分辨率但对使用设备要求较高且测量范 围受限, 系统的抗干扰能力也较差; () () 3伪随机码相关法。 其原理是用一定码速的伪随机码 码对载频进行调制, 经多径 PN 传输后先后到达接收机, 与接收机内相同的 码作相关计算, 便得出依到达时间排列的多个PN () 相关峰即功率时延曲线 见图 1。由于相关处理增益, 这种系统在灵敏度和抗干扰性能方面均较前两种方案更为优越。 考虑到室内多径之间的路程差甚小, 时延谱线不易分辨, 我们使发射 (的 码速率 略微高于接收机中 码的速率 ′, 于是便引入了时间放大因子 = ?PN f c PN f c K f c f c ) - ′使测出的功率时延曲线在时间轴上放大了 倍。 通常 很大, 以保证两组 码足够 f c K K PN 地近似, 其互相关近似于自相关。 这种办法可称为“滑动相关”法。 引入滑动相关后, 数据处理 得以简化, 不必采用高速的数据采集, 用较低的数据采集速率就可以实现较高的时延分辨力。 图 1 伪随机码相关法系统框图 综合比较以上三种方案, 选用伪随机码滑动相关法作为我们无线信道探测器的实现方案, 研制出的测试系统的具体技术指标如下: 时间分辨力为 25; = 40, ′= 39. 996;n sf c M H zf c M H z= 4, = 10000; 数据处理采样速率 = 40?射频频率 = 900。 经认真 ; ? f kH zK k s k sam p le ssF M H z校准, 该系统的时间测量误差小于 0. 5。n s () 3 室内 UHF 900M Hz电波时延扩展的测量与分析 () 我们选取具有代表性的室内环境 包括办公室、实验室和走廊—— 清华大学东主楼三层 () ( ) ( ) ( ) 混凝土、砖、木结构, 分以下几种情况进行了反复的测量: 1房间内; 2封闭走廊内; 3半 图 2 3 图 室内 T rm s 累积分布曲线 不同大小的房间内 T rm s 累积分布之比较 () 封闭走廊内; 4房间与房间或走廊之间, 等等。时延扩展测量系统由自制的发射机与接收机、 () 高精度合成信号发生器 2022?2031和一台用作控制和进行数据采集与处理的计算 M a rco n i D () 机 4864100组成。 下面简要介绍实测的主要结果:?D X ()1 收发之间存在直达路径时, 时延扩展均方根值 T rm s 的累积概率分布。当发射机与接 收机处于同一房间内或同一走廊中, 收发天线都是铅垂极化时, 收发之间通常存在直达路径 () L in e2o f2S igh t, 缩写为 L O S, 此时, 时延扩展均方根值 T rm s 的累积分布如图 2 所示。 T rm s 的概率中值约 24, 小于 40的概率超过 90% , 最大值约 50, 方差为 9。n sn s n sn s () ( 2不同大小房间内, 时延扩展均方根值累积概率分布的比较。 实测发现小房间 如一个 2 2 ) ( ) 面积为 33. 6的房间内时延扩展比大房间 如一个面积为 63的房间内时延扩展要小些m m () 见图 3, 这显然是因为小房间的多径程差相对较小的缘故。 () 3使用不同极化天线所测得时延扩展均 方根值累积分布的比较。发射天线是铅垂极化, () 接收天线分别采用铅垂极化 2和水平 CO POL () 极化 2来接收。实测结果表明: 两 CRO SSPOL 种情况下时延扩展均方根值 的累积分布T rm s () 基本相同 见图 4。 尽管同极化信号幅度比交 叉极化大约高 10, 室内多径传输的去极化作 dB 用仍是明显的。 () 4天线方向性对时延扩展的影响。 在收 发之间路径较多、时延扩展较明显的情况下, 进 行了定向天线与全向天线的对比实验。 可以看 出: 在路径较多、时延扩展比较严重的场合, 选 用定向天线可以有效地减小时延扩展, 因为天 线的方向性实际上就是对收发之间路径的选择 图 4 不同线极化天线接收的时延扩散 ()性 见图 5。 () () 全向天线 定向天线 ab图 5 天线方向性对时延扩展的影响 () 5时延扩展均方根值与平均时延之间的 关系。 对测得的大量时延扩展均方根值与平均 ( ) 时 延进行统计处理, 由二者的散布图 见图 6 可以看出: 时延扩展均方根值与平均时延之间 有一种近似线性的关系, 二者的相关系数达 0. 75。 ( ) 6时延扩展均方根值与收发间距之间的 关系。 不少论者都试图建立时延扩展与收发距 离之间的关系, 然而我们的实验却未能发现两 者之间的显著相关性, 即使当发射机与接收机 处于同一房间内或同一走廊中时, 二者的相关 系数也分别仅为 0. 15、0. 22。 时延扩展的大小 更多地与收发天线的具体位置、周围环境情况 图 6 时延扩散与平均时延的相关性 等因素相关。 () 7时延扩展均方根值与路径损耗之间的关系。这一关系也为许多研究者所关注。我们的 () 实验表明, 在没有直达波 2缩写为 时测得的时延扩展通常比在有直, N o n L in e o f S igh tN L O S () ()路径损耗 达波 时要大些。根据收发之间路径损耗的大小又可将实验分为两种类型: 1 L O S () () 较小; 2路径损耗较大。在类型 1中, 时延扩展均方根值 的中值约 28, 小于 42的 T rm s n sn s () 概率超过 90% , 最大值约 50左右, 方差 为 6. 9; 在类型 2中, 时延扩展均方根值 的 n s n sT rm s 中值约 42, 小于 120的概率超过 90% , 最大值约 150左右, 方差为 31。比较上面两类n sn s n s n s () 情况便可发现: 在不存在直达波 , 且路径损耗比较大时, 时延扩展均方根值相对也要 N L O S ()大些, 并且有可能出现较严重的时延扩展 见图 7。 () 实测过程中还发现, 当收发之间不存在直达波 , 且路径损耗较大时, 最早到达的N L O S 建筑反射而产生的长时延路径信号会导致较严 ()重的时延扩展 见图 8。 4 结束语 根 据 实 测 情 况, 我 们 可 以 得 出 关 于 室 内 () 电波时延扩展初步结论: 1在室内环境 U H F 中, 无线信道的时延扩展受多方面因素的共同 ()影响, 不可能简单地通过收发间距来估算。 2 在室内较小的区域内, 时延扩展通常较小。 例 如: 在 区 域, 的 中 值 约 24, 在 L O S T rm s n s ( ) 区域, 可能高达 100以上。 3N L O S T rm s n s 在收发之间路径数目较多、时延扩展较严重的 图 7 N L O S 时测得的 T rm s 与路径损耗之间的散布图 图 8 N L O S 时测得的功率时延曲线示例 ( )区域, 采用定向天线可以有效地减小多径时延扩展。 4 的统计特性与收发天线的线极 T rm s ()化方式无关。 5 T rm s 与平均时延近似成线性关系, 其相关系数约 0. 75。 限于篇幅, 关于实测与射线法仿真的比较将另文叙述。 关于圆极化电波的传播特性, 关于 路径数目的分布特性以及到达角度的分布等尚待做进一步的研究。 参考文献 1 赵友平. 无线信道探测器的研制与室内时延扩展的测量[ 硕士论文 . 清华大学, 1996 2 , . . , M o lina A e t a lGene ra t io n o f op t im um exc ita t io n w avefo rm s fo r m o b ile rad io sh anne l so und ingIE E E T ran s o n V T M ay ( ) 1995, 44 2: 275, 279 , . . , M anabe T e t a lSup e r re so lu t io n o f m u lt ip a th de lay p ro f ile s m ea su red by PN co r re la t io n m e tho dIE E E T ran s o n A P 3 ( ) 1992, 40 5: 500, 509M ay , . ?2. 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范文三:多径时延扩展
范文四:光纤最大传输时延计算
范文五:室内多径时延扩展的实验研究