范文一:新型组合式COOLMOS器件在开关电源中的应用研究
新型组合式 COOLMOS 器件在开关电源中的应用研究
摘要:COOLMOS ICE2A165/265/365是 Infineon technologies 公司推出的系列 PWM+MOSFET二合一芯片,其突出特点是由其组成的开关电源,在市电电网中工 作时,无需外加散热器即可输出20~50W的输出功率; 且能自动降低空载 时的工作频率, 从而降低待机状态的损耗; 同时还具有过、 欠压保护、 过热保护、 过流保护以及自恢复功能,因而在中小功率开关电源中有着广泛 的应用前景。 关键词:COOLMOS ; PWM; 开关电源;功率器件
1主要特点
Infineon Technologies 公司的ICE2A165/2 65/365系列芯片是新型COOLMOS器件, 该器件是PWM控制器和M OSFET开关管组合为一体的功率器件,它的主要特点如下:
●FET耐压为650V,导通电阻低;
●无需散热器即可输出较大的功率;
●具有过、欠压保护、过热保护、过流保护和自恢复功能;
●待机状态及空载时能自动降低工作频率,从而降低损耗;
●最低工作频率为21.5kHz,可以避免可闻噪声;
●电路结构简单, 所需外部电路元件少, 可大大减少开关电源的体积和重量, 提 高系统的可靠性。
由于ICE2A165/265/365系列芯片具有以上诸多特点, 因而可广 泛用于中、 低功率的开关稳压电源中。 使用该芯片不仅电路组成简单, 而且可靠 性很高,所以 在中、低功率电子设备中有着广泛的应用前景。
2引脚功能
ICE2A 165/265/365采用双列直插式结构,其封装形式为DI P-8,现将各管脚功能说明如下:
1脚:软启动设置端, 设计者可通过改变外围电路参数自行设置所需的软启动时 间。
2脚:反馈信号输入端, 在启动瞬间, 通过输出取样电路可控制光耦的输出电流, 从而改变反馈信号的大小, 进而控制PWM控制器的输出占空比。 该器件的最大 输出占空比为0.72。
3脚:MOSFET工作电流检测端, 该器件可对输出电流的大小进行实时监测, 以便在输出电流过大时切断PWM信号的输出,从而实现过流保护。
4、5脚:为MOSFET的漏极。
6脚:空脚。
7脚:内部PWM控制器供电电源端,输入电压范围为+8.5~+21V。 8脚:电源地。
345W/15V开关电源的设计
采用COOLMOS ICE2A165/265/365组成的开关电源的 原理电路如图1所示。该电路的设计要求是:
输入电压:AC 85V~AC 265V 50Hz ;
输出电压:+8V~+15V;
输出电流:3.0A。
下面根据设计要求,给出图1所示电路的主要元件的设计方法。
3.1电流检测电阻的选择
根据设计要求, 如选择ICE2A365为核心控制器件, 可通过将COOLM OS器件设定在输出功率的上限,然后通过取样电阻R7设定电流的最大 值。 由于R7接在MOSFET的源极, 因而可检测MOSFET的工作电流。 由于 要求R7Idpeak≤1V,因此,在Idpeak为3.0A时,R7可 选在0.33Ω以下。
3.2脉冲变压器的设计要求
脉冲变压器的初级电感(即励磁电感)Lm中的电流与电压的关系近似为: Im=U0τ/Lm
式中:U0为初级电感两端的电压; τ为开关脉冲宽度。
图 1
由 上式可知, 脉冲变压器的初级电感值要适当 , 一般在400μH到60 0μH之间比较合适。 输出功率较大时可取低一些; 反之则应取高点。 在反激式 电路中,磁芯应加气隙,以调整脉冲变压器的初级电感, 同时应注意变压器的 绕组排列,以尽量减少漏感,避免造成对MOSFET过大的应力。
3.3次级电路的设计
次级电路主要是选择整流管和滤波电容。整流管应根据输出电流和电压来选择, 一般在低输出电压情况下, 可采用肖特基二极管, 而输出电压较高时, 则需要采 用快恢复二极管。 当开关频率较高时, 应采用超快恢复二极管作整流管, 以减小 其反向电流对初级的影响。
滤波电容E4的容量应满足输出电压纹波的要求, L6及E5应能有效滤除开关 所产生的噪声。
3.4反馈调整电路的设计
反馈调整电路由光耦和可调三端稳压器TL431组成。 在启动瞬间, 通过输出 取样电路可以控制光耦的输出电流,从而改变反馈信号的大小,同时控制 PW M控制器的输出占空比, 以确保电源在低电网电压和满载启动时达到规定的调整 值。用C10、R14组成滞后补偿网络时,其时间常数 τ应为1~3ms, 若 C1选为0.1μF,那么,R14应选择在10~30k Ω。
4设计注意事项
用ICE2A 165/265/365设计开关电源时,最主要的问题是不易 起振。所以在设计过程中必须注意以下问题:
(1)输出端必须加假负载。因为输出端在空载时,电路不易起振,而当流经假 负载的电流超过15mA时,则比较容易启动。
(2)内部PWM控制器的供电电压不能超过16.5V,若超过,则会因易受 保护而难以起振。
(3) 过流检测电阻R7不宜过大,因为过大可能难以起振。因为当R7上的 电压超过1V时,系统会认为过流而不起振。5结束语
综上所述, 用ICE2A 165/265/365组成的开关电源具有较多的 优点,与同类芯片相比,它们具有较好的性价比和可靠性,因而在DVD电源、 机顶盒电源及仪器仪表电源中具有广泛的应用前景。
(综合电子论坛 )
范文二:开关电源的组成
开关电源一般由功率主回路、辅助电源和控制回路组成。功率主回路主要用来给用户负载供电,而开关电源的辅助电源主要用来给功率主回路的控制电路、驱动电路或电源系统的监控电路供电。
辅助电源的设计不但影响到整个电源的体积、效率、稳定性、可靠性和成本,而且还将影响到整个开关电源的设计策略。一个重要的原因就是隔离问题。例如在离线式开关电源中,如果其内部的辅助电源和功率主回路输入共地,那么就需要用光耦或变压器来对输出电压采样信号进行隔离,见图1。而如果是内部辅助电源和功率主电路输出共地,则一般不需要对电压采样信号隔离,这时只需对驱动信号隔离。
图1 辅助电源和输入共地
2 开关电源辅助电源的特点及种类
由于所需辅助电源的功率一般较小,辅助电源应该力求简单、可靠和小巧。根据辅助电源与功率主回路的关系,开关电源中的辅助电源可以分为两大类:
(1)独立型:辅助电源独立于功率主回路。主要用于大功率或中功率电源系统,比如在通讯电源、ATX电源中,需要电源正常或失败信号或电源远程控制的功能时,在功率主回路即使不工作时,辅助电源也要正常供电。下面是几种常见的独立型辅助电源设计方法。
第一种方法: 传统的线性电源作为辅助电源。它是用普通的矽钢片低频变压器降压后,又经过四只二极管全波整流,经C5、C6平滑滤波后加到三端稳压器7815输入端。电路见图2:
图 2 低频变压器构成的辅助电源
这种设计中,低频变压器的体积往往选的足够大,以满足各种安全规范中对绝缘和漏电特性的要求。但由于它的简单、可靠和方便,以及完全的隔离特性,所以在大功率开关电源系统中,低频变压器不会影
响到整个电源的尺寸和造价时,它将是一个不错的选择。
第二种方法:一种不用低频变压器降压的简易辅助电源。它的实用电路见图4。用两只无极性的高频电容C6 、C7,直接从两路220V(经过输入滤波电路之后)电网电压中取得低频脉动电压,并串联两只电
、R3限流。然后经过四只二极管全波整流,最后再输入集成稳压器7815,以提供所需电压。IC输入阻R2
端并联一只稳压二极管箝位,防止浪涌电压损坏7815。
图 3 一种不用低频变压器降压的简易辅助电源
第三种方法:由自激式开关变换器构成非常轻巧的辅助电源,可以方便地产生多路辅助电源。图4是由一个自激式反激式变换器构成的辅助电源。
图 4 一种自激式反激式高频变换器构成的辅助电源
这个辅助电源适合于110/220Vac输入。开始时由于通过R1、R2的基级驱动电流,Q1开始导通,绕组P2上的反馈电压将加速Q1的开通过程。随着Q1的导通,初级线圈P1上的电流将线性增加,而R3上的电流也线性增加,Q发射级电压增加,导致R2上的电流减小,Q1开始关断。由于P2上的反馈电压方向,所以将加速Q1的关断过程。在反激阶段,绕组P3和D10把反激的大部分能量回馈到输入,只有一小部分能量通过D11传送到输出。根据变压器铁芯选择适当的初级线圈,使得在Q1开通阶段储存的能量至少是所需辅助输出能量的3-4倍,这样二极管D10在反激阶段始终导通,次级电压就完全由初级电压和砸数比决定,这样做的好处是易于设定辅助电源的输出电压。
第四种方法:用单片电源芯片,如Topswitch或Tinyswtich系列芯片,可以方便的做成高性能小功率的辅助电源。图5是topswitch 芯片在单端反激式单片开关电源中的典型应用。
图 5 Topswitch在单端反激式单片开关电源中的应用
Topwitch 器件集PWM信号控制电路及功率开关场效应管于一体,内部集成了自启动电路,所以只要配以少量的外围元器件,就可以构成一个电路结构简洁、成本低、性能稳定、制作及调试方便的单片开关电源,作为电源系统中的辅助电源。这种方法已得到广泛应用。
(2)非独立型:由主变换器高频变压器输出的一部分构成辅助电源。主要用于中小功率电源系统,有利于减小整个电源的体积,实现小型化,节约成本。特点是辅助电源与主变换器二者的工作状态互相制约。如果辅助电源不给控制电路供电,主变换器将不工作。而当主电路不工作,辅助电路也随之关闭。所以在电源的启动阶段需要一些方法给控制电路提供能量,然后过渡到正常的工作状态。
第一种启动方法:启动时直接由直流输入端提供起动电压,如图6。
图6 启动电压由直流输入线提供
这是一个由UC3842构成的反激式小型开关电源,它的辅助电源由主变换器变压器一个绕组提供。在启动阶段,由直流输入端经过电阻分压后加到UC3842的供电端(7端),给电容C2充电,等到UC3842的7脚电压超过16V时,芯片起振,PWM信号产生,变换器工作,辅助电源电压开始建立。但由于限流电阻RIN的作用,有可能使得芯片7脚电压降低至10V而使得芯片停止工作。之后主电路又通过RIN电阻给UC3842芯片供电,芯片工作。如此反复,直至芯片正常工作所需的辅助电源电压建立后,电源才正常工作。
第二种启动方法:脉冲发生电路构成启动电路,如图7所示。启动时由D1、C4、R4、R5和Q组成的脉冲发生电路来驱动Mosfet功率管,主变换器工作,C6、C7上的电压开始增加,直至辅助电源建立后,电源的控制芯片就开始工作。其产生的PWM信号通过脉冲变压器T1驱动Mosfet,此时由于脉冲变压器T1副
边上的电压幅度增大,双向触发二极管DIAC关闭,脉冲发生电路停止工作,起动过程结束,整个电源开始正常工作。
图7 脉冲发生电路构成启动电路
3 开关电源中的辅助电源设计的原则
虽然辅助电源所需要输出功率不大,但它是开关电源中的非常重要的组成部分,将影响到整个电源的性能。开关电源正向着轻、小、薄、高可靠、高稳定、高效率和智能化的方向发展,应根据整个开关电源系统的规格要求来选择合适的辅助电源系统,首先在满足可靠性的前提下,设计简单、轻巧和经济的辅助电源。
范文三:组合式自激零电压开关电源
40A一开关电源DC/DC变换 一拶r,一
摘要 叙词
组合式自激零电压开关电源
张纯江 顾和荣燕山大学秦皇岛(066004)
高 曼 秦皇岛市电信局秦皇岛(066004)
本文提出一种自激式零电压DC--DC变换器,分析了工作原理。该变换器不同于依靠变压器磁 化曲线进行状态转换的传统方式,工作频率由外部器件控制,通过设置死区u}1目3实现开关功率器 件的零电压开通与关断。利用该变换器研制出105W组合式多路输出电源。
睡三j密变换器开苯嬉源零电压开关 粤和?
:℃
Self--excited Zero Voltage Combo
Switching Power Supply
Zhang chunjiang Gu herong
Yanshan University(066004)
Qianhuangdao Teleeommunieation Bureau
Gao rain(066004)
Abstract:In this paper,the principle of self--excited zero voltage DC—DC converter is introduced.The frequency and zero voltage switching on and switching off of this converter are controlled by outer devices and dead time set up respectively.A 1
05W multi--Output combo power supply adopting this technique is realized
Keywords:DC—DC converter switching power supply zero voltage switching
1引言
目前,开关电源得到了广泛应用,但传统开关电源中功率器 件处于硬开关状态.使输出端产生严重的高频干扰和电磁干扰, 严重影响了它在通讯等设备中的应用。随着开关频率的提高,功 率器件承受的开关应力以及开关损耗进一步增,:,从而限制了 开关频率和效率的提高o]。传统自激功率变换器的工作状态完全 依赖于变压器的B—H曲线,且是在曲线饱和段发生状态转换. 在转换时刻.即将关断的开关器件通过很大的电流,它与寄生电 感、变压器漏感等引起高频振荡和电压过冲;开通时,已充电的 寄生电容被开关器件短路,形成开通浪涌电流如图1(a)所示。 由于器件是在高电压大电流下开通与关断,因而形成重叠区,引 起很大的开关损耗和电磁干扰,高频时尤为突出。
软开关技术可以降低开关损耗、电磁干扰以及器件承受的 开关应力如图(1b)所示+同时可以使开关频率得到进一步提 高脚Ⅲ。本文所设计组合式多路输出开关电源.采用所提出的零
i
U
1
U
(a)
(b)
图1不同变换器的开关波形
(a)PWM (b)ZVS PWM
电压开关(ZVS)自激式DC—DC变换器.通过加入死区时间实 现ZVS--PWM控制,通过设置频率网络实现频率控制。由于变 压器不工作在饱和状态,故可显著地减少损耗和电磁干扰,提高 工作额率和效率。
2电源结构及工作原理
图2为组合式多路电源电路原理图。自擞DC--DC变换器 采用芈桥形式,后级由三端集成稳压块构成稳压环节.共有三路
99中国国际电源新技术研讨会论文集
+15V输出.总输出功率为105W。图中虚框内为自激/3(7Dc
变换器.其中VTl、VT2为功率MOS开关器件.£,与(--、C,。
组成谐振回路(上,中包括漏感,C。、Cn中包括V7'1、矿7’2的输
出寄生电容),VT3¨C凡和VT4、cmR,控制主开关器件V丁1、
V7”2的死区时间.c,.R和C;、R。形成频率控制阿络,R。,c…
VD5、VD6组成启动电路。自激上t(’一DC变换器中各点波形如图
3所讲,u一、0m为Vl’l、VT2栅源电压.1虮}n为V了’1、VT2
源极电流.伊为变压器初级电流。自激变换器工作过程如F:
假设VT2已导通,变压器?R的原边绕组NI感应出A端
为正、B端为负的电压.经耦合后绕组N3上端为正下端为负,
N2绕组r端为正上端为负,从而维持V71I关断p了12导通。目w。
经C9R6对C9充电,己,鲥以指数规律下降,当u,:小于栅极开启
电压时,VT2关断(图3中f2时刻)舢U反向变为A负B正,经
TR耦台后N2电压极性变为上Ⅱ下负.N3为上负下正.从而保
证VT2关断。但此刻V了'1不能导通,因为通过电容G绐三极管
(a)
(b)
(c) V‘12 V‘, i12 i,
罔2(71-。f]极驱动用电源原理图
V7J3的基极加一微分信号,使VT3导通1.5p8,从而形成了£。~ t。的死区时间,为L,、c,谐振提供了条件,确保V7l、y了12零 电压开通和关断。同理可知下半周工作过程。
由上可知,该变换器的工作频率由外部电路参数c,R。、C。如 决定。在t。~f,期间,u脚随着“的充电以u舢=EⅣ。e1。e‘9规律 下降.当UKs2小于门极开启电压时.y了12关断。因此,改变R。 或C。(相应地调节忌或C,)即可调节变换器的工作频率。只要 外电路确定的频率大于所设计变压器B—H曲线自然转换工作 频率.变压器即仁作于非饱和状态.从而解决了普通自激功率变 换器损耗大的问题。另外,通过外电路产生的死区时间.为零电 压开关提供了条件。
变换器零电压开关过程分为以F儿个阶段:
疆k。~f z阶段:当,=£,时.LT。:夫于开启电压.V7’2导通,电 流i,、h逐渐增大.电源向负载供电,
②z,~f;阶段:此阶段为死区期间.V711、V72的栅极电压 都低寸:开启电压.不导通,L¨“,L:形成谐振。在t。时刻.u。,。 一0,£0;=E。(电源电压)。此阶段(1经L,.v.占一c旷一G 且放电?至t。时刻f,州=o?同时o,经L,N-B—C r2一C;一A 从零逐渐充电.至屯时刻U州一E。,o?2零电压关断.
图3零电畦开关自激变换器[作波形
@f。~l;阶段:i,仍为正.1,D1正偏导通,初级电流i,在L 的作用『?绛L,一N1一B—VDl一Cj—A向电源反馈能量.在t; 时刻ie—t)。尽管此阶段U川大于升寤电{t,佴由于VDI导通. v丁1的漏源电压被箝他到零而不能导坷。
④“~f:阶段:t;时刻电流i,过零,l’rj{f始导通,i一反向, 由于阶段(3)的作用.y了、1为零电压开通.
@£。~t。阶段:与阶段(2)类似.L.、(…C,2形成谐振,(1J1从零充电到电源电压幻,而c:从E一放电到零.VTl为零电压 关断。
山以上分析可知.V丁1和vY’2均为零电压开通与关断,所 承受的最大电压应力仪为直流电压E,(虬图3e).因此,开关损 耗大大减小,尤其在较高频率时更为显著,衙且由于U川、Um均 为缓慢上升与缓慢下降,故电磁干扰也明显嫂薛。此外,变压器 漏感和开关器件的漏源结电容均被吸收到谐振槽路中其能量以 无功功率的形式反馈给直流侧,做到了无损吸收。
3电源设计与实验
根据上述工作原理研制了一台组台式多路输出电源,其机 关参数如下:输入电压AC220V,输出为i路_一15V,输出功率 105W,工作频率60kHz.L.一31)pH,c=‘i 3110pF死区时矧 1.5Fs。
电源i殳计的关键是Dc—DE
A,A:一器乃…7式中㈨B,为最大磁通密度,取为2000Gs,Dm沩电流密度,取 1000圆毫英寸2/安,8为填充系数取0.7,蛏}t箅得A:A。=0.9,’
42
A一开美电源DC/DC变换
J
所以选E,一33铁氧体磁芯。初绒绕组匝数院F式计算:
恪;横轴:2Fs/格)
N1=矿E弼j/2:::==?l
08=2‘).8
取N1=30fRL。图4(日)利旧4(6)分别为。芒戴和满载时各点波
形。带载时,由于绕组N2、N3的感应电压诺低,所姒死区时间 有所减小。山图可知.无论空载还是满载,主功率营均以零电压 开通和关断.变压器发热明显降低.电磁干扰减小.
(a)
}羁4
(a)空载时渡形(纵轴1
格;横轱:5/2s/格) (b)满载时波形(纵轴1
10V/格;2、3:2A/格;4:100V/
4结语
提出的自激半桥零电压开关变换器,改变r俦绕自激变换 器完全依赖于B--H曲线进行状态转换的工作方式.通过刮置频 率控制网络,使变压器不工作在饱和区,从而降低r损耗。在换 相期间加入死区时间,使功率器件-亡作在零电压开是状态,J进一 步提高了效率,减小了电磁干扰。寄生电容和佩感均被吸收到谐
振回路内,功率器件承受的最大电压应力为电源电压。所、设计的
电源具有多路输出,体积小、重量轻特点,纹波电压小于86mY。
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J
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暮
作者简介
J
张纯江,男.1961年12月出生.副教授。1983
年毕业于末北重型机械学院,1988年于熙山大
学获硕士学位。主要从事高频功丰变换和软开
关技术以厦大功率电力电子器件应甩挂睐。
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形理
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组合式自激零电压开关电源
作者:张纯江 , 顾和荣
作者单位:大学
1.期刊论文 冷朝霞 . 刘健 . 刘庆丰 . 王华民 . Leng Zhaoxia. Liu Jian. Liu Qingfeng. Wang Huamin开关DC/DC变换器的统一离散模型 -电工技术学报 2009,24(4)
为了确切地描述DC/DC变换器的系统特性,指导变换器的控制策略设计,文中利用状态转移矩阵,建立了基于电感电流连续和不连续两种运行模式的Boost变换器统一离散模型.给出了根据系统当前状态及控制策略,计算每个开关周期中功率开关关断后电感电流持续时间的方法,给出了变换器运行模式的判断条件,确定了模型的系数矩阵.与实验结果进行比 较,验证了统一离散模型的有效性.
2.学位论文 秦岭 新型ZCS-PWM开关单元研究 2007
本文对一种新型的ZCS-PWM开关单元进行了深入研究。与传统的ZCS-PWM开关单元电路相比,该新型ZCS-PWM开关单元不仅能在规定的电压范围和整个负载范围内实现所有开关管的零电流开关和所有二极管的零电压开关,而且主开关管的电流应力较低。本文详细分析了基于该新型ZCS-PWM开关单元的Buck变换器的工作原理和特性,给出了设计和控制方 法,仿真和实验研究表明该新型ZCS-PWM开关单元具有优良的性能。
基于对上述新型ZCS-PWM开关单元的研究,提出了一种改进型的ZCS-PWM开关单元。与原ZCS-PWM开关单元相比,改进型的ZCS-PWM开关单元减少了一个谐振电感和一个串联二极管,增加了一个箝位二极管。改进型的ZCS-PWM开关单元不仅有效地解决了原ZCS-PWM开关单元所存在的辅助开关管电流峰值较大且承受反压以及开关管的电压尖峰较大等缺陷 ,而且保留了原ZCS-PWM开关单元的所有优点。本文详细分析了基于改进型的ZCS-PWM开关单元的Buck变换器的工作原理,仿真和实验研究表明该ZCS-PWM开关单元具有更优良的性能。最后得到了一族基于该ZCS-PWM开关单元的非隔离变换器。
最后本文提出了一种新颖的Boost型单相PFC变换器。它不仅能有效地实现网侧功率因数校正,而且由于它采用了改进型ZCS-PWM开关单元,从而能在整个工频周期和整个负载范围内实现所有开关管的零电流开关以及所有二极管的零电压开关,通过箝位二极管消除了由二极管反向恢复引起的所有开关管的电压尖峰,并且主开关管和辅助开关管的电流 应力很小。文中详细分析了该变换器的工作原理和系统特性,给出了设计方法和控制电路,最后通过一台功率为1kW,开关频率为50kHz的原理样机进行了仿真和实验验证。
3.会议论文 周雒维 . 杜雄 . 侯世英 . 罗全明 一类基本双频DC-DC变换器 2005
从开关电感三端网络旋转得到基本DC-DC变换器出发,提出了双频开关电感三端网络,通过双频开关电感三端网络的旋转得到了基本双频DC-DC变换器拓扑结构,提出了一类基本双频DC-DC变换器拓扑结构。该双频DC-DC变换器中包含高频开关单元和低频开关单元,其中低频开关单元主要承担处理功率的功能,高频开关单元主要用于提高系统性能。低频开 关单元可以为高频开关分流,使高频部分可以工作在很高的频率用于提高动态响应速度。并以双频Buck变换器为例,对其稳态和动态特性进行了分析,提出了改进措施来提高动态响应速度。理论分析和实验结果均验证了双频Buck变换器的输出性能与单个高频Buck变换器一致.
4.期刊论文 秦明 . 许建平 . 牟清波 . Qin Ming. Xu Jianping. Mu Qingbo开关DC/DC变换器多级脉冲调节控制方法 -电工技术学报 2009,24(9)
提出了一种新型的开关DC/DC变换器控制方法--多级脉冲调节(MPA)控制方法.MPA控制器在每个开关周期起始时刻根据变换器的输出电压误差,在强弱等级不同的多级脉冲中选取一个作为该周期的有效控制信号.文中分析和讨论了MPA控制原理,研究了工作于电流断续模式的MPA控制Buck变换器的工作过程和小信号模型.分析结果表明,MPA控制具有优异的 鲁棒性、瞬态特性和稳态特性.仿真和实验结果验证了理论分析的正确性.
5.学位论文 马运东 直流变换器的三电平拓扑及其控制 2003
直流变换器的三电平拓扑变换是一种通过增加开关管的数量来降低变换器中每只开关管电压应力的方法.应用这种方法,可以拓宽各种直流变换器的应用范围,使之应用于输入电压或(和)输出电压更高的场合.该文首先归纳了文献中提到的几种三电平直流变换器,从中总结出了一种三电平拓扑的基本变换方法,应用这种基本方法及其改进方法得到了其它 一些直流变换器的三电平拓扑.分析表明,由于单管直流变换器结构的不对称性,无法使用基本变换方法对其进行三电平拓扑变换.对基本方法进行改进,提出了适合6种单管直流变换器的三电平拓扑变换方法,成功地得到了其三电平拓扑,开关管的电压应力降为原来的一半;经过对这些三电平拓扑控制策略的深入研究,详细论述了交错开关方式可以最大幅度地 减小电感的电流脉动,从而可以在电流脉动要求相同的情况下减小电感的设计值.传统的推挽直流变换器存在一些问题,诸如:开关管电压应力高、很难实现软开关、变压器容易出现偏磁现象等.应用三电平拓扑的基本变换方法,经过对该拓扑结构的特殊变换,得到了推挽三电平直流变换器的拓扑,其开关管的电压应力为输入电压,与传统推挽直流变换器相比 ,电压应力降低了一半.在对其控制策略的研究中,找出了可以实现软开关的方案;同时提出了超前管和滞后管的概念,根据滞后管实现软开关的方式,将变换器的软开关方式分为两类:零电压开关方式和零电压零电流开关方式.这两种方式均可以解决传统推挽直流变换器存在的偏磁问题.全桥直流变换器由于结构上的优势在中大功率的开关电源中应用较多.应 用三电平拓扑变换的基本方法,直接得到了全桥三电平直流变换器的拓扑结构,使其开关管的电压应力降到输入电压的一半,进一步拓宽了全桥直流变换器的应用范围.全桥三电平直流变换器由于开关管较多,蕴含多种开关方式.如何选出最佳开关方式是变换器可靠、高效工作的关键.该章提出了最佳开关方式的筛选条件,并依此筛选出了一种最佳开关方式 ,该方式可以达到功率传递最大、电感电流脉动最小、开关管实现零电压开关等三个目标.为了消除整流二极管反向恢复引起的电压尖峰,提出了改进措施,增加了箝位二极管,并进行了实验验证.研究结果表明,该文提出的三电平拓扑变换方案合理,针对各种三电平拓扑寻找到的控制策略可以解决变换器存在的某些问题或使变换器表现出更突出的优势:例如 针对单管直流变换器三电平拓扑的控制策略可以减小电感的设计值,针对推挽直流变换器三电平拓扑的控制策略可以实现开关管的软开关、解决变压器偏磁问题等,针对全桥直流变换器三电平拓扑的控制策略可以减小电感的设计值、实现开关管的软开关等.
6.会议论文 陈权 . 郑常宝 用于计算变换器开关损耗的开关模型构建 2007
在优化变换器系统性能时必须建立变换器开关损耗模型.文章通过一些开关过程的特征参数来表征器件的开关波形,并根据开关波形产生的内在机理分别拟合逼近变换器中快恢复二极管和IGBT的真实开关波形,此波形可以用来计算开关过程的损耗.通过实验和仿真验证了所建立的器件开关模型的正确性和有效性。
7.会议论文 张国和 . 耿莉 . 王琨 基于单片集成Buck变换器的软硬开关电路设计比较 2004
本文以Buck开关变换器为例,在高频条件下对其软硬开关电路进行了比较分析,寻求在高电路效率情况下,减小无源元件尺寸的最优设计方法.对硬开关变换器和软开关准谐振变换器零电流开关准谐振变换器(ZCS-QRCs)、零电压开关准谐振变换器(ZVS-QRCs)进行了分析比较,考察了不同频率下软硬开关的优缺点,发现当开关频率高于50MHz后,可以用软开 关技术来提高电路效率,减小电路元件尺寸,从而便于高效单片集成开关DC-DC变换器的实现.
8.学位论文 唐栋材 组合式多电平AC-AC变换器研究 2009
通过分析Buck、Boost和Buck-Boost三个基本变换器,定义了直流开关单元。将直流开关单元进行组合,得到交流多电平开关单元,并将这种多电平交流开关单元运用到基本变换器中,得到基本多电平AC-AC变换器,然后将基本多电平AC-AC变换器进行组合,提出了一族组合式多电平AC-AC变换器,(包括Buck TL(三电平three level的缩写)-Boost组 合式三电平AC-AC变换器;Buck-Boost TL组合式三电平AC-AC变换器;Buck TL-Boost TL组合式三电平AC-AC变换器),研究了Buck TL-Boost组合式三电平AC-AC变换器的工作原理和控制方案,实现了分压电容的均压策略,并通过PSPICE软件仿真,验证了组合式多电平AC-AC变换器拓扑方法的可行性和工作原理的正确性。并把这类组合式多电平AC-AC变换 器改进成输入输出共地的组合式多电平AC-AC变换器(包括改进的Buck TL-Boost组合式三电平AC-AC变换器;改进的Buck-Boost TL组合式三电平AC-AC变换器;改进的Buck TL-Boost TL组合式三电平AC-AC变换器)。
以改进的Buck TL-Boost组合式三电平AC-AC变换器为例,重点研究了该类变换器的四种工作模态和控制策略,提出了输出电压和浮动电容电压联合控制方案。在多电平AC-AC变换器中,实现了浮动电容电压的控制,分析了开关管电压应力,设计了主要元件参数等,通过软件仿真实验,对改进的Buck TL-Boost组合式三电平AC-AC变换器进行原理验证 ,最后制作原理实验样机,通过实验验证样机工作原理和控制方案的正确性。给出主要的实验结果,对样机网侧功率因数、总谐波失真和效率进行测试分析。
9.期刊论文 杜雄 . 周雒维 . 侯世英 . 罗全明 . Du Xiong. Zhou Luowei. Hou Shiying. Luo Quanming一类基本双频DC-DC变换器 -电工技术学报 2006,21(5)
从开关电感三端网络旋转得到基本DC-DC变换器出发,提出了双频开关电感三端网络和一类基本双频DC-DC变换器拓扑结构.该双频DC-DC变换器中包含高频开关单元和低频开关单元,其中低频单元主要承担处理功率的功能,高频单元主要用于提高系统性能.低频单元为高频开关分流,使高频部分可工作在很高的频率用于提高动态响应速度.并以双频Buck变 换器为例,对其稳态和动态特性进行了分析,提出了改进措施来提高动态响应速度.理论分析和实验结果均验证了双频Buck变换器的输出性能与单个高频Buck变换器一致.
10.学位论文 张杰 基于双向开关型的电力电子变换器研究 2008
电力电子装置在工业和生活中得到越来越广泛的应用,随之给人们也带来了一系列的新问题:无功和谐波问题日益严重,变换器效率仍然较低,电磁干扰依然严重,环境继续恶化等。在提倡节能降耗的背景下,电力电子双向开关在AC/AC和AC/DC单级变换器中的应用成为了近年来的研究热点之一。这种单级变换器具有高功率因数、能量可双向流动、 变换效率高、节能效果明显、控制简单、性能优良以及对电网污染小等优点,具有广泛的应用前景。
本文紧紧围绕着电力电子双向开关在单级变换器中的应用及其控制系统展开研究,主要对交流直接变换器和三相Buck 型高频隔离双向开关整流器的拓扑结构、数学模型、主电路设计、控制策略及系统性能改善等方面进行研究。本文的主要工作和取得的研究成果如下:
(1)将电力电子双向开关应用于传统的直流基本变换电路拓扑族,并以电力电子双向开关的多种电路形式为基础,将单管电力电子双向开关和双管电力电子双向开关结合进行电路拓扑改进,提出交流基本变换电路拓扑族。根据上述拓扑族的电路结构的差异,将现有的交流基本变换电路拓扑族分为电压源型交流基本变换电路拓扑族和电流源型交流 基本变换电路拓扑族(2)以上述的交流基本变换电路拓扑族为基础,对矩阵变换器的基于电压或电流方向的四步换流法进行分析,通过检测输入电压的极性方向预测续流电流的极性方向,提出基于电流预测方向和互补PWM 合成的两步换流法。当实际续流电流的极性方向与电流预测的极性方向相同时,主控开关管和续流开关管将实现非互补的续流PWM 控制,当实际续流电流的极性方向与电流预测的极性方向不同时,主控开关管和续流开关管将实现互补PWM 控制。仿真分析验证了该电路拓扑和上述PWM 换流方案的可行性。
(3)以Buck 型交流斩波的正弦波调光模块为基础,为了减小交流双向开关的二极管反向恢复电流,对交流双向开关在电路中的应用进行了缓冲设计,减小了换流过渡过程中di/dt和dv/dt 冲击问题。在双向开关器件之间提供低阻分流之路限制器件的浪涌电压,有效的保障了电路的工作安全,降低了开关损耗,提高系统效率。为了改善系统在轻载 或空载情况下的振荡问题,对输出滤波器进行改进,在系统状态空间模型的基础上实现占空比前馈的双闭环控制,在实现稳态精度的前提下改善了系统的动态性能。对系统的磁性元件和EMI 滤波器进行分析和设计,同时对多模块并联运行的控制系统进行设计和分析。最终通过仿真和实验结果验证了上述主电路设计和控制系统的可行性。
(4)对三相Buck 电流型整流器(CSR)的电路拓扑进行分析,建立三相abc静止坐标系下和dq 同步旋转坐标系下的数学模型,对三相电流型整流器模型进行静态特性、有功、无功功率以及系统的单位功率因数控制进行分析。在上述基础上,进行三相电流空间矢量PWM 调制分析,并对电流变换器的SPWM和SVPWM的电流利用率进行讨论,阐述了电流控 制的原理和方法,为后面的三相Buck 型高频隔离双向开关整流器的系统设计提供了理论基础。
(5)以三相Buck 型高频隔离双向开关整流器的工作原理和数学模型为基础,深入地对其三相PWM 调制策略及换相进行分析,给出三相Buck 型高频隔离双向开关整流器的主电路结构及硬件参数设计。以三相Buck 型高频隔离双向开关整流器的数学模型为基础,给出了其双闭环数字控制系统,在输出直流电压控制的同时,实现输入侧的高功率因数和 低输入电流电流谐波畸变率。本文从变压器的直流磁偏分析入手,提出基于电流峰值控制的数字化直流磁偏控制,并取得较好的直流磁偏控制效果。
接着针对直流变换器的数字化控制中出现的数字极限环振荡现象,本文给出基于误差累积的数字PWM的数字抖动技术,减小数字极限环振荡影响,明显降低输出电压纹波,并针对DPWM数字抖动技术的应用效果进行量化分析。最后,论文通过仿真和实验研究,验证了上述方案的可行性和有效性。
本文链接:http://d.g.wanfangdata.com.cn/Conference_18211.aspx
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范文四:水车组合式进气系统的组成
水车组合式进气系统的组成
来源:手推式扫地机 www.chinachijie.com 1.水车螺旋气道的形状最复杂,涡流比,同样涡流比时的进气阻力小于切向气道,适用于对进气涡流强度要求较高的发动机。另外,在两进气门的发动机上,可采用不同类型(例如1个切向气道和1个螺旋气道)或不同角度的两个进气道,以组合出所需要的涡流和流速分布。这种方式称为组合式进气系统。值得注意的是由于柴油机的喷油是在上止点附近开始的。
2.因此水车涡流在上止点附近的状态对混合气形成具有更直接和更实质性的影响。不仅应注意进气涡流的大小,更应注意压缩终点时燃烧室内的涡流强度。进气涡流在压缩过程中,一边旋转一边被挤入燃烧室凹坑设进气涡流比和压缩终点时燃烧室凹坑内的涡流比分别为,根据动量守恒关系有式中,D和d分别为气缸直径和燃烧室凹坑入口直径。显然即进气涡流在气缸内有一个发展增强过程。 3.显然即水车进气涡流在气缸内有一个发展增强过程。燃烧室凹坑形状对的影响。如图中虚线所示有缩口的燃烧室的涡流强度随压缩过程的进行增长很快,压缩上止点前已明显超过无缩口燃烧窒,并将这种强烈的涡流保持到上止点后。因此,缩口形燃烧室的燃前混合气形成速度会高于深形燃烧室并且也会改善扩散燃烧阶段的混合速度。以组合出所需要的涡流和流速分布。
范文五:组成开关电源的几个部分
组成开关电源的几个部分
电源是各种电子设备必不可缺的组成部分,其性能优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠地工作。由于开关电源内部关键元器件工作在高频开关状态,功耗小,转化率高,且体积和重量只有线性电源的20%~30%,故目前它已成为稳压电源的主流产品。
开关电源大至由检测电路、主电路、辅助电路和控制电路四大部份组成。
1、检测电路
提供保护电路中正在运行中各种参数和各种仪表数据。
2、主电路
冲击电流限幅:限制接通电源瞬间输入侧的冲击电流。
输入滤波器:其作用是过滤电网存在的杂波及阻碍本机产生的杂波反馈回电网。 整流与滤波:将电网交流电源直接整流为较平滑的直流电。
逆变:将整流后的直流电变为高频交流电,这是高频开关电源的核心部分。 输出整流与滤波:根据负载需要,提供稳定可靠的直流电源。
3、辅助电源
实现电源的软件(远程)启动,为保护电路和控制电路(PWM 等芯片)工作供电。
4、控制电路
一方面从输出端取样,与设定值进行比较,然后去控制逆变器,改变其脉宽或脉频,使输出稳定,另一方面,根据测试电路提供的数据,经保护电路鉴别,提供控制电路对电源进行各种保护措施。
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