范文一:运放电路设计
运放电路设计
最近一直在看公司的血氧电路,其中传感器采集回来的数据都是经运放放大数百乃至上千倍。在学校学的那点理论早忘的差不多了,温习下吧。其实较之以前点电子工程师,现在看来,我们是幸福很多了。至少不用自己用dynatron一个一个的搭电路,或者运放电路,因为我们有了集成运放。根据不同的使用,可以有很多的选择。而且都是IC 的,灵活程度远大于dynatron时代。在典型电路的基础上,理论上 应该就没有实现不了的技术指标。
很喜欢这篇,介绍典型电路的,较为详尽,共享之:
运放电路设计参考图
图中精密全波整流电路的名称,纯属本人命的名,只是为了区分;除非特殊说明,增益均按1设计.
图1是最经典的电路,优点是可以在电阻R5上并联滤波电容.电阻匹配关系为R1=R2,R4=R5=2R3;可以通过更改R5来调节增益
图2优点是匹配电阻少,只要求R1=R2
图3的优点是输入高阻抗,匹配电阻要求R1=R2,R4=2R3
图4的匹配电阻全部相等,还可以通过改变电阻R1来改变增益.缺点是在输入信号的负半周,A1的负反馈由两路构成,其中一路是R5,另一路是由运放A2复合构成,也有复合运放的缺点.
图5 和 图6 要求R1=2R2=2R3,增益为1/2,缺点是:当输入信号正半周时,输出阻抗比较高,可以在输出增加增益为2的同相放大器隔离.另外一个缺点是正半周和负半周的输入阻抗不相等,要求输入信号的内阻忽略不计
图7正半周,D2通,增益=1+(R2+R3)/R1;负半周增益=-R3/R2;要求正负半周增益的绝对值相等,例如增益取2,可以选R1=30K,R2=10K,R3=20K
图8的电阻匹配关系为R1=R2
图9要求R1=R2,R4可以用来调节增益,增益等于1+R4/R2;如果R4=0,增益等于1;缺点是正负半波的输入阻抗不相等,要求输入信号的内阻要小,否则输出波形不对称.
图10是利用单电源运放的跟随器的特性设计的,单电源的跟随器,当输入信号大于0时,输出为跟随器;当输入信号小于0的时候,输出为0.使用时要小心单电源运放在信号很小时的非线性.而且,单电源跟随器在负信号输入时也有非线性.
图7,8,9三种电路,当运放A1输出为正时,A1的负反馈是通过二极管D2和
由于两个运放的复合(乘积)作用,可能环路的运放A2构成的复合放大器构成的,
增益太高,容易产生振荡.
精密全波电路还有一些没有录入,比如高阻抗型还有一种把A2的同相输入端接到A1的反相输入端的,其实和这个高阻抗型的原理一样,就没有专门收录,
因为在这个二极管截止时,A1其它采用A1的输出只接一个二极管的也没有收录,
处于开环状态.
结论: 虽然这里的精密全波电路达十种,仔细分析,发现优秀的并不多,确切的说只有3种,就是前面的3种.
图1的经典电路虽然匹配电阻多,但是完全可以用6个等值电阻R实现,其中电阻R3可以用两个R并联.可以通过R5调节增益,增益可以大于1,也可以小于1.最具有优势的是可以在R5上并电容滤波.
图2的电路的优势是匹配电阻少,只要一对匹配电阻就可以了.
图3的优势在于高输入阻抗.
其它几种,有的在D2导通的半周内,通过A2的复合实现A1的负反馈,对有些运放会出现自激. 有的两个半波的输入阻抗不相等,对信号源要求较高. 两个单运放型虽然可以实现整流的目的,但是输入\输出特性都很差.需要输入\输出都加跟随器或同相放大器隔离. 各个电路都有其设计特色,希望我们能从其电路的巧妙设计中,吸取有用的.例如单电源全波电路的设计,复合反馈电路的设计,
都是很有用的设计思想和方法,如果能把各个图的电路原理分析并且推导每个公
式,会有受益的.
最后的结论供大家在电路设计的时候参考.
其实如何复杂的运放电路都是由最基本的典型电路组成,理解运用好了典
型电路,也就用好了运放,暂时是这么认为的。
范文二:全差分高增益运放的设计
辽宁大学学报 自然科学版
第 36卷 第 1期 2009年
JOUR NAL OF LI AONI NG UNIVERSI TY N at ural Sciences Ed ition
Vo. l 36N o . 12009
全差分高增益运放的设计
李 佳 *, 万祥义 , 石广源
(辽宁大学 物理 学院 , 辽宁 沈阳 110036)
摘 要 :在 3. 3V 电源电压下采用中芯国际 (S M I C ) 0. 18L m 混合信号 C M O S 工艺设计了一个单级全差分 运算放大器 . 所设计的运放采用了增益提升技术 , 其主运放为一个带有开关电容共模反馈的全差 分折叠 -共源共栅运放 , 两个简单的连续时间共模反馈电路的运放作为辅运 放用来提升主运放的开环增益 . 仿真结 果表明 , 所设计的运放直流增益可达 110dB , 单位增益带宽为 5MH z .
关键词 :全差分 ; 增益提 升 ; 运放 .
中图分类号 :TN432文献标识码 :A 文章编号 :1000-5846(2009) 01-0024-03
随着工艺尺寸和电源电压的不断降低 , 普通 运算放大器大概能实现 50-60dB 的直流增益 . 而一些高精度 A /D要求放大器的直流增益为 100 dB , 两级放大器虽然能 实现较高的增益 , 但其功 耗太大 , 并且速度也很难满足要求 . 这样增益增强 技术应运而生 .
单级放大器的结构主要有套筒式放大器和折 叠式放大器 , 与前者相比 , 后者具有功耗大、 折叠 处寄生电容高等缺点 , 但它却具有较高输出电压 摆幅 , 套筒式运算放大器多消耗一个过驱动电压 , 这在低压工艺中体现得越发重要 . 除此之外 , 后者 输入电压的共模范围比前者大得多 , 这在 A /D的 采样保持电路中具有明显优势 , 特别是在采用误 差消除技术中 , 在一定时间段内要求输入和输出 短接 , 这使后者成为唯一选择 .
1增益增强技术的工作原理
增益增强技术的原理如图 1所示 . 其工作原 理 [1]是 :辅助放大器 A 和共栅管形成负反馈 , 因 而输入管的漏端电压总是稳定在 V ref , 这就大大减 小了输出节点电压对该节点电压的影响 . 因此 , 辅 助放大器 A 就大大增加了该电路的输出电阻 . 2运放的设计
两级运算放大器也能实现较高的直流增益 , 但是它的功耗通常是单级放大器的 2倍 , 速度也 不能满足高速度的要求 . 套筒式共源共栅运算放 大器在速度和功耗方面都有很好的优势 , 但是采 样保持电路要求运算放大器有较大的输入共模电 压范围 , 并且在误差消除技术中要求输入和输出 短接 , 因此在该设计中主放大器采用折叠式共源 共栅放大器 . 除了输入电压共模范围大的优点之 外 , 它还能实现较大的输出电压摆幅 . 为了能够实 现高直流增益 , 采用增益增强技术 , 整个运算放大 器结构如图 2所示 . 为了能够获得较高的相位裕 度 , 主放大器采用 P MOS 管作为输入管 , 这样可以 使电路更加稳定 . 而且 P 管输入对减小运放的噪 声有一定的好处 . 为了获得良好的匹配关系 , 从而 大大减小由工艺带来的偏差 , 辅助放大器采用全 差分折叠式共源共栅放大器 . 辅助运放输入管子 类型的 选取 , 主要 是 由 输 入 共 模范 围 决 定 的 , P MOS 共栅管的辅助放大器采用 NMOS 输入对 ,
*作者简介 :李 佳 (1982-), 女 , 辽宁铁岭人 , 讲师 , 从事微电子技术研究 . 基金项目 :沈阳市攻关项目 (1071115) 1) 00)
NM 0S 共栅管则采用 P MOS 输入对 . 由于辅助放 大器的引入 , 它与共栅管形成一个闭环 . 所以辅助 放大器的速度不能太高 , 否则会出现稳定问题 . 但 是辅助放大器的单位增益频率必须大于主放大器 的 -3dB 频率 . 最后由经验得到 , BX u
.
图 1 增益增强技术原理图 图 2 运放整体图
3 共模反馈电路
虽然全差分电路有很多优点 , 诸如大的输出 电压摆幅 , 避免了镜像极点 , 消除了偶次项失真和 抑制了衬底噪音等 , 但差分电路唯一的一个缺点 就是要求有共模反馈电路 (C M FB ) 来稳定输出共
模电压 . 本论文中的主放大器采用开关电容形式 的共模反馈电路
[2]
, 如图 3
.
该共模反馈电路的好处是对运放的输出摆幅 没有任何限制 , 不会增加电路的阻抗 , 也没有静态 功耗 . 其基本工作原理是 :当 <2为高时 ,="" c="" 1和="" c="" 2并联="" ,="" c="" 2两端的直流电压由="" c="" 1决定="" ,="" 并且在每个="">2为高时><2周期内进行刷新 .="" 当="">2周期内进行刷新><1为高时 ,="" c="" 1两="" 端的充="" 电到="" v="" ocm="" -v="" c="" m="" fb="" ,="" 其中="" v="" oc="" m="" 为期望="" 的输出共="" 模电="" 压="" ,="" v="" c="" m="" fb="" 为输出共模电压为理想值时电流源管的="" 栅电压="" .="" 电容="" c="" 2产生电流源管的偏置电压="" v="" cm="(V" out1+v="" ou="" t2)="" -(v="" oc="" m="" -v="" cmfb="">1为高时>
C MFB 电路中的电容增加了运放的负载 , 因 此应尽量减小 , 但必须与共模电压的精度和共模 环路的稳定性进行折中 . 共模电压的精度与共模 环路的增益、 电容的取值有关 , 而选择 C 1大于 C 2可以减小稳态误差、 电荷注入误差和漏电流误差 ,
并且还可以使共模电压获得较快的建立时间 .
辅助运放采用连续时间的共模反馈电路 [3]
,
连续时间共模反馈电路如图 4.
4 偏置电路
为了使偏置电路与主电路有一致性 , 而且主 运放与辅助运放尽量用一个偏置电路 , 本放大器 所设计的偏置电路如图 5
.
5仿真结果
使用 S M I C 0. 18L m 工 艺对 该电 路进行 仿 真 , 在其负载为 3pF 时 , 得到其直 流增益为 110 dB , 单位增益带宽为 5MH z . 结果如图 6, 仿真放 大器性能如表 1.
表 1仿真结果
性能指标 仿真结果
直流增益 /dB110
相位裕度 /(b ) 89
建立时间 (0. 001%) /ns350
差分输出摆幅 /V3
功耗 /mW0. 5
6结论
分析和设计了一个采用增益增强技术的折叠 式共源共栅全差分放大器 . 具有高直流增益 , 大输 出摆幅 . 主放大器和辅助放大器采用不同的共模 反馈电路来优化设计和降低功耗 . 本放大器如果 应用于高速电路中 , 还需调节放大器的单位增益 带宽 , 使之满足速度的要求 .
参 考 文 献 :
[1]毕 查 德 #拉 扎 维 . 模 拟 C M O S 集 成 电 路 的 设 计 [M].西安 :西安交通大学出版社 , 2000.
[2]PAUL R. GRAY. 模拟集成电路的分析与设计 [M ]. (第 4版 ). 北京 :高等教育出版社 .
[3]R. Jacob Bake . C M OS 电路设计布局 与仿真 [M].北 京 :机械工业出版社 , 2006.
Desi gned for Fully D ifferentialH igh G ai n Operati onal Amplifier
LI Jia , WAN X iang -y, i SH I Guang -yuan
(TheC ollege o f P hysics , L iaoning Universit y , Shenyang 110036, China )
Abstrac:t A si n gle stage fully differential operati o na l a m plifierw as desi g ned i n S M I C 0. 18L m m ixed si g -nal C MOS techno l o gy w ith 3. 3V pow er supp l y . The desi g ned Op Am p utilizes ga i n boosti n g techn i q ue . The m a i n Op Am p is a fully d ifferential folded cascode Op Amp w ith sw itched capacitor C MFB . Two si m ple contin -uous ti m e C MFB Op Am ps are used as aux ili a ry Op Am p to i n crease the open loop gai n o f the m ain Op Am p . The si m ulati o n resu lts show that the desi g ned Op Am p ach ieves a DC ga i n of 110dB w ith a un ity gain frequen -cy of 5MH z .
Key wor ds :f u ll y differentia; l ga i n boosted op a m p . operati o na l a m plifier .
(责任编辑 郑绥乾 )
范文三:基本运放电路设计
模拟电子系统设计实验第<二>次实验报告
1 实验名称
基本运放电路
2 实验要求
设计可变倍数放大器
使用TL082运放设计一个可变倍数放大器
供电电压±5V
使用电位器调整增益,增益范围:0.2~5倍
输入信号带宽:100kHz
测试
在0.25倍、1倍、4倍增益时,拍摄典型波形
在5倍增益时,测量它在以下频点(单位kHz)的幅频和相频响应并绘制其幅频响应曲线:10、22、47、100、220、470、1000、2200、4700
设计求和电路
使用TL082运放设计一个三输入求和电路
供电电压±5V
要求VOUT = VIN1 + VIN2 + VIN3,(同相或反相均可)
输入信号带宽:100kHz
测试
IN1接地、IN2接10kHz正弦输入,IN3通过1μF电容串联接信号源同步输出
合理调节的信号输出幅度等,拍摄能体现求和功能的波形
3 实验条件
2013年10月20日星期天
主要仪器:示波器,函数发生器,稳压器。
主要器件:电位器,面包板,TL082,1uF电容。
4 实验方案
4.1 使用TL082设计一个可变倍数放大器
Rf/Ri 即为放大倍数。
4.2 使用TL082设计一个三输入求和电路
我选用4个1KΩ电阻分别作为输入与反馈电阻。从而实现求和。同样我采用反相求和,使电路更容易实现目标设计。
(VIN1-V_)/Ri1+(VIN2-V_)/Ri2+(VIN3-V_)/Ri3=(V_-Vout)/Rf
V_=0
Vout=Rf(VIN1/Ri1+ VIN2/Ri2+ VIN3/Ri3)
5 实验过程
5.1 使用TL082设计一个可变倍数放大器
为了实现功能,我先测得实际电位器最大阻值为5kΩ,然后考虑线路电阻,选择用680Ω电阻作为反馈电阻,用电位器做输入电阻,设计为反相放大器。
5.2 使用TL082设计一个三输入求和电路
我选用4个1KΩ电阻分别作为输入与反馈电阻。从而实现求和。同样我采用反相求和,使电路更容易实现目标设计。
6 实验结果和分析
可变倍数放大时,电路可实现从0.2到5倍的放大。满足要求
。
0.25倍 1
倍
4倍 幅频响应
相频响应 求和电路
误差分析:在电路中,线路和示波器还有函数发生器均存在一定内阻,同时电路中的电阻由于与标称值存在误差,故无法保证满足1:1:1的关系,在求和时,存在较大误差。
7 实验改进建议(如有)
电路中,在求和电路设计时,尽量选择较易实现的反相求和,同时在选择电路的电容和电阻时,应准确测量其值,让其比值得到预先值。
范文四:核磁共振回波信号高增益宽频带前置放大电路设计与实现
also yield additional useful information. Results suggest that for samples containing a significant amount of bitumen or kerogen that measurement of T1 alone will be insufficient, particularly using the inversion recovery measured from an FID, and a two dimensional experiment provides more information for system interpretation. Although this study focused on oil shales, the techniques applied have a wider range of potential applications, particularly to geologic samples related to other unconventional petroleum resources.
References:
[1] Kathryn E. Washburn, Justin E. Birdwell, J. Magn. Reson. 233 (2013) 17–28
[2] R. Kleinberg, W. Kenyon, P. Mitra, J. Magn. Reson. 103 (1994) 206–214.
核磁共振回波信号高增益宽频带前置放大电路设计与实现
*朱明达, 肖立志, 冯硕, 杨光
(油气资源与探测国家重点实验室,中国石油大学,北京 102249)
低场核磁共振技术能够提供孔隙介质的孔隙度、渗透率等参数,能够实现对孔径分
布、孔隙连通性的有效测量分析,因此在石油、化工、生物等科学领域得到了广泛的应
[1]用。在核磁共振仪器中,前置放大电路完成了对微弱回波信号的放大。通常情况下,
核磁共振回波信号只有几百 μV。为了达到 A/D 采样模块对信号幅值的要求(最小峰峰
值测量范围?2.5mV,最大峰峰值测量范围?2.5V),所采用的前置放大电路必须具有很
[2]高的稳定增益。
针对核磁共振回波信号极其微弱的问题,本文设计了一种高增益宽频带的前置放大
电路,用于对回波信号进行采样前放大。为了实现高增益,本设计中采用了由三级组成
的低噪声宽频带放大电路。第一级与第二级放大都采用了低噪声、宽频带的射频三极管
BFP183W 为核心的负反馈放大电路。通过这样的设计实现了前置放大电路在低噪声的 条
件下获得尽可能高的增益。第三级放大采用了宽频带高动态范围射频放大器 MAR6。 通
过理论计算得出三级放大增益可达约 60dB。采用 Agilent 公司的 MSO6032 示波器、
Tektronix 公司的 AFG3021 信号发生器和 Telonic Berkeley 公司的 8120S 步进衰减器,对 前
置放大电路进行测试,测试系统框图如图 1 所示。前置放大电路的输入信号幅值设定
为 1mV,以 1MHz 为步进值逐渐增大输入信号的频率,得到电路的频率特性曲线如图 2 所示。通过实验测试,前置放大电路在 1 至 25MHz 的频率范围内增益基本稳定,约为 60dB,与理论计算相符。通过理论分析与实验研究证明了本文所设计的前置放大电路达 到了高增益宽频带的需求,能够实现对核磁共振回波信号的有效放大。
图 1 前置放大电路测试系统框图。
Figure 1 Test system diagram of preamplifier.
70
) dB60
增益(50
0 5 10 15 20
频率(MHz)
图 2 前置放大电路频率-增益特性曲线。
Figure 2 Frequency-gain characteristic curve of preamplifier.
*通讯联系人: 朱明达: E-mail: zhumingda@cup.edu.cn
High-gain Wide-band Preamplifier Circuit Design and Realization for
NMR Echo Signal
*Mingda Zhu, Lizhi Xiao, Shuo Feng, Guang Yang
(State Key Laboratory of Petroleum Resources and Prospecting in China University of Petroleum, Beijing
102249, China)
Low field nuclear magnetic resonance (NMR) technology can provide the parameters such s porosity and permeability of porous media, and achieve effective measurement to pore size a
distribution, pore connectivity analysis. Therefore, it has been widely used in the oil, chemical,
1 biological and other scientific fields.In nuclear magnetic resonance instrument, preamplifier
circuit implements the weak echo signal amplification. Typically, the amplitude of NMR echo signal is only a few hundred microvolts. In order to achieve the requirement of signal amplitude for A/D sampling module (the minimum peak value measuring range is ?2.5mV, the maximum peak value measuring range is ?2.5V), the gain of preamplifier circuit adopted
2must be high enough with stability.
In order to solve the problem of weak NMR echo signal, this paper designed a kind of high gain wide band preamplifier circuit, used for amplifying echo signal before sampling. In order to realize high gain, the wide-band low noise amplifier circuit is composed of 3 levels. The first and second amplification adopted low noise, wide-band RF transistor BFP183W as the core of the negative feedback amplifier circuit. This design can ensure preamplifier circuit for high gain as much as possible with low noise. The third stage amplifier used the wide-band RF amplifier MAR6 with high dynamic range. Through the theoretical calculation, level 3 amplifier gain can be up to about 60 db. Adopting the oscilloscope MSO6032 from Agilent company, signal generator AFG3021 from Tektronix company, and step attenuator 8120S from Telonic Berkeley company, we tested the preamplifier circuit. The test system diagram of preamplifier is shown as Figure 1. The input signal amplitude was set as 1mV. The frequency of the input signal was increased with 1 MHz as the step value gradually. The test result is shown in Figure 2. The gain of preamplifier circuit is stable in frequency range 1 to 25 MHZ, approximately 60 dB, which is consistent with the theoretical calculation. The result from theoretical analysis and experimental research proves that the preamplifier circuit reaches the high-gain wide-band demand. The preamplifier circuit can amplify the NMR echo signal effectively.
References:
[1] Xiao L, Yu H, Liu H, et al. J CUP, 2013, 37: 3.
[2] Lin F, Huang Q, Zhan Z, et al. J WUT, 2007, 29: 4.
脉冲充放电方式控制 MOS 管实现隔离电路
杨光,肖立志*,朱明达,冯硕,廖广志,,杜群杰
(油气资源与探测国家重点实验室 北京 102249)
核磁共振仪器中,射频脉冲的发射和回波信号的接收采用同一天线,脉冲发射时天 线两端的电压很高,而回波信号的幅度非常小,在接收电路与天线之间需要进行隔离保 护。隔离电路在脉冲发射和接收两种状态下工作,在脉冲发射时对接收电路进行保护, 禁止天线两端的高压脉冲进入接收电路;在回波接收时允许回波信号进入接收电路。目 前核磁共振仪器隔离保护电路大都采用基于传输线理论的四分之一波长或者四分之一 波长网络来实现,传输线主要应用是在频率较高的高场场合,而在低场情况下其长度要 大于 1.5m,特别是在 2MHz 下其长度已经大于 20m,使用起来很不方便。
为此,需要设计一种适合于核磁共振仪的新型宽带隔离电路。该隔离电路采用脉冲 对电容充放电控制 MOS 管的方式实现隔离。隔离电路中 MOS 管的控制原理如图所示 1, 在无控制信号时,结型场效应管 Q4 一直处于导通状态。当 Q4 导通时,Q1 和 Q2 的栅 源电压为零,从而使功率 MOS 管 Q1 和 Q2 处于截止状态。在 RT_SW 信号有效时,会 通过控制逻辑电路在控制信号的上升沿产生一个负脉冲,如图 2,在控制信号的下降沿 产生另一个负脉冲,如图 3。第一个负脉冲会通过变压器 T1 给电容 C4 充电,从而使 Q4 的栅源电压为负电压,C4 两端的电压在关掉 Q4 的同时将使 Q1 和 Q2 处于导通状态。 Q 2 Q 1 In2 3put 1 3 AR+nt +e D 1 + 5V 2 1 2 3 2 1 R RY1 DE LE P 1 4 O S R G D G R2 N 3 1 C 4 Tra ns3 P RT_SW 逻 辑 控 制 D 3 T 2 1 B R O R N G R 5 D 4 P RYL EED T L R
第二个负脉冲通过变压器 T2 使 Q8 导通,使 C4 放电,放电完成后 Q4 再次导通,从而 使 Q1 和 Q2 的栅极和源极之间的电压为零,Q1 和 Q2 处于截止状态。在无控制信号时, Q4 一直会导通,保证 Q1 和 Q2 的栅源电压为零,因此天线与接收电路处于隔离状态。
范文五:高增益CMOS全差分运放的研究和设计
高增益CMOS全差分运放的研究和设计
电子科技大学
硕士学位论文
高增益CMOS全差分运放的研究和设计
姓名:高涛
申请学位级别:硕士
专业:微电子与固体电子技术
指导教师:杨谟华
20050301
摘 要
当前电子产品,特别是半导体集成电路芯片的需求日益广泛,在性能方面
的要求也越来越高,这使得我们从电路结构、材料、工艺等多个方面考虑来加
以改进。对产品内部的电路结构进行优化设计,就是一个很重要的出发点。
由于运算放大电路是许多模拟系统和混合数字信号系统中的一个完整部
分,而且也是构成这些系统的基本单元,所以在进行设计和优化中占据着一个
重要的位置。运算放大器单元性能的提高,能够使得整个系统的性能上一个台
阶。目前国内外的研究工作不是很多,而且主要集中在高速的信号处理以及低
功耗等应用环境,这些都是可以进行突破的领域。
本文先从CMOS运算放大电路的基本参数出发,介绍了运算放大器的主要指
标:开环增益、输出摆幅、转换速率、噪声等,这些参数是对电路性能好坏的
界定。
其次,分析了目前常见的全差分放大电路结构,主要有基本的全差分结构、
见结构和性能做了一个基本的分析,这是我们进行设计的技术基础。
接着,设定了所要设计运算放大器单元的性能指,要求电路实现高的开环
的增益、低的功耗等,从这个几个参数出发,选择了电路的结构,即套筒式
telescopic 运放结构,详细设定电路中器件的参数,并选用现有的共模反
馈方式和偏置电路,对电路进行直流特性、交流特性、噪声仿真,所设计运
算
放大器达到开环增益为78dB,功耗只有15mW的良好结果,基本上满足了设计
要求。
最后在熟悉使用cadence使用平台,以及详细了解版图设计的规则上的基
础上,初步完成整个套筒式结构的版图。
关键词:运算放大器,套筒式 telescopic ,增益,共模反馈,CMOS
Whiletheelectronic
main
products,especialIC integratedcircuit ,take
are
marketandtheir in solvethis
ofthe performancehighchallenge(To
possession
to careinsuch ascircuit
hadtake
problem,we aspect
the circuit
aredevotedto researchofthe
Here,we optimization(
isafullandbasic ofmost
and
Operationalamplifier part analogsystem
itiscriticalinthe Good
mixer-signalsystem,and
processing design performance
will of
enhancethe the research
operational properties
amplifier system(Now,the
focuson andlow
the are
highspeedsignal
processing dissipation,
which
power
we
domainscanmakebreakout(
appropriate
Inthis first the
introduce oftheCMOS
article,we specifications operational
include
loop
amplifier(Thesespecificationopen gain、outputswing、slewrate、noise,
whichare ofthe
thecriterions architectureandfunctionof
amplifier(Then,the
are basicdifferential and
amplifiersanalyzed,mainly pair,folded-cascode
telescopic
thesame discuss
operationalamplifier(Attime,we thecommonmodefeedback
start
circuitand isthe
its ofonr work(And
property(Thus point deNgn then,
the andlow
considering
highgain power
dissipation,
telescopicoperationalamplifier
is the
and is DCcharacteristic
and
implantedparameter AC
specifiable(The
characteristicandnoise aresimulated(
analysis We results:
78dB
get
good
and15mW almostmeetsOUr
open―loopgain power
dissipation(It expected
goal(
Atthe the of ofcadence
last,with andthe rulesof
knowledge
usage design layout,
wedrawthe
structureofthe
telescopicoperational
amplifier(
key mode
words:Operational
feedback
独创性声明
本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工
作及取得的研究成果。据我所知,除了文中特别加以标注和致谢的
地方外,论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果,也不
包含为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的
材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中
作了明确的说明并表示谢意。
签名: i鱼塑 日期:2005年,月二,日
关于论文使用授权的说明
本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论
文的规定,有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和
磁盘,允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位
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缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。
保密的学位论文在解密后应遵守此规定
日期:2005年,月a7
日
皇王型垫丕堂堡主兰垡丝茎
第一章 引言
1-l研究背景及意义
近年来,电子产品的种类越来越多,特别是半导体集成电
路产品,广泛涉及到军事,民用领域的各个方面。现在一些热门的
如计算机、多媒体技术、数字信号处理、通信等行业,人们对其性
能的要求也越来越高,这些要求包括高的处理速度、高的运算精度、
低的功耗等几个主要方面。这对设计和生产也带来了很大的压力和
动力,也是一个很迫切需要解决的问题。
要解决这个问题,就要求我们在这类产品的内部的电路结构,
以及器件材料以及工艺等多方面进行研究,是一个非常广泛的课
题。但是如果对电路结构进行研究,首先就要考虑的就是运放大电
路。因为运算放大器是许多模拟系统和混合数字信号系统中的一个
完整部分,而且也是构成这些系统的基本单元。例如在运算放大电
路在模拟运算、信号处理、模数和数模转换器以及有源滤波器等等
许多方面有广泛的应用。这些系统的性能在很大程度上都是受到内
部运算放大器性能的影响,以至于成为这些性能突破的瓶颈。
所以我们认真研究基本的电路结构,通过对电路性能的分析,
并提出改进性能的方法,设计出在性能上改进的运算放大电路基本
单元,使得系统的总体性能上一个台阶。
1(2国内外研制动态
集成运放的不断发展,电路的性能也在不但提高,其应用领域
也目益增大。丽对于基本的放大电路,在低压、高增益以及低功耗
等方面也有进一步的发展,特别是对于套筒是放大电路
Tetescopic
Opamp ,国外开展了极其广泛的研究。从1981年至
今已经有三百多篇这方面的文章陆续发表在IEEE上面,现在仍然
是研究的热门课题。从这些的研究成果中,我们可以看到国际上运
电子科技大学硕士学位论文
算放大电路设计的最新动态。
Kush
Gulatih和Hae―Seung
章《A CMOS Operational
High―SwingTelescopic
ofSolidCircuit,VOL
Journal
之间,
ofCaliforniaat
ShiyingXiong和MinShe University Berkeley 共
Differential
同发表了文章《AFully Transconductance
Amplifier》,
运放的开环增益在80db以上,整个运放的动态范围在71db,单位
增益带宽在500MHz以上 在低速为513MHz,中速为514MHz,
高速为567MHZ 。
国内的工作相对而言要少一些,主要有复旦大学朱臻等人在
2001年的复旦大学学报上发表《一种用于高速AID转换器的全差
开环增益为90dB,功耗为1
5mW,能够满足高速AID转换器所有
性能指标的telescopic运放。以及西安大学黄立中等人发表的文章
CMOS流水线AID转换器的设计》一文中介
《10位20MsamPle,s
105MHz,开环增益为80dB,建立时间小于20ns的高性能运放。
这些都说明目前对基本的运算放大电路的要求越来越高,而且
搞好基础研究,有利于电路设计的整体发展。
1(3本文的工作以及文章组织
本文就是对工作在3V的运放放大电路进行研究,并分析各类
运放的性能指标。按照所提出的性能指标选择电路结构,这里我们
采用的是运算放大电路中的套筒式 telescopic 结构。通过对其性
能的分析,并进行器件参数上的优化,设计出一个增益在78dB,
功耗只有l5roW的运算放大器单元,基本能够满足了设计的要求,
最后在CADENCE上画出版图。
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本文分五部分,第一部分是前言,介绍当前对电子产片的需求
情况以及设计一个高性能运算放大电路设计的原因,并简要说明本
文研究的主要问题和文章组织;第二部分是介绍了电路的性能参数
的定义以及其说明,确定了当前对运算放大器的要求,即是我们常
说的性能指标;第三部分是对几种主要全差分结构的运算放大电路
和共模反馈电路进行分析和研究,这是设计的出发点,是后续设计
的主要依据。第四部分是对电路的设计和性能仿真,详细说明电路
的选择和单元的设计和实现,以及仿真的结果;第五部分介绍了版
图的设计的一些基本概念以及设计准则;第六部分是一个总结性的
说明。
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第二章运算放大器的性髓指标
20年前,多数的运放被设计成通用的模块,适应不同的要求。这
些努力,企图制造一种“理想”的运放,既具有高的电压增益、高的
输入阻抗以及非常低的输出阻抗,又具有良好的速率、输出摆幅等。
实际上,满足上述的某些性能不可避免地要牺牲其它性能为代价。
这是因为运算放大器的各个参数之间相互制约,相互影响。所以我们
今天的运放设计,从开始就认识到各个参数之间的折中关系,在整体
中进行多方面的综合考虑。
这里我们具体的介绍一下目前运放的性能中一些重要的指标参
数,主要有开环增益、单位增益带宽、输出摆幅、建立时间、噪声等。
在后面的设计中,我们将进一步说明对每个参数的取舍以及折中的处
理办法。
de
2(1开环增益 openloopgain
开环增益即开环差模电压增益,是指运算放大电路正常工作,接
入规定负载,无反馈情况下的直流差模增益。开环增益与输出电压有
关,通常是在规定的输出电压幅度测得的值。
现在运算放大电路的开环增益受其使用环境所控制。一般对于集成
电路而言,其增益要求就比较严格,以确保精度。例如常用的模数转
换器 ADC ,其中集成的运算放大器的增益,就是由这个ADC的每
一级的增益误差容限所决定。假如整个ADC的总的误差容限为LSB,2
LSB,最小有效位 ,那么这个N位的ADC的运算放大电路的开环
增益以有:
以 2?+1
2(2开环带宽 bandwidth
4
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运算放大电路工作在高频环境中,工作频率变化时,其开环增益
也随之发生变化。一般表现为工作频率增加,开环增益下降,如图2(1。
20log[A
图2(1增益频率变化曲线
开环带宽就是描述运算放放大器稳定工作的频率区间,也称之为一
3dB带宽,是指开环差模电压增益下降3dB时对应的频率五。。
swing
2(3输出摆幅 output
输出摆幅即输出信号的幅度范围。现在使用运放的系统要求大的电
压摆幅以适应大范围的信号值。例如,能响应管弦乐队音乐的高质量
的话筒可以产生的瞬时电压范围大于四个数量级。
所以对大摆幅的需求使全差分的运放使用相当普遍。但是,由于对
于运算放大电路,最大的电压摆幅与器件尺寸、偏置电流、速度之间,
其性能指标是相互制约、可以互换的。这对于运放设计而言,大的摆
幅是一个很重要的课题。
rate
2(4转换速率 slew
转换速率是测量输出信号的最大斜率变化的量,其定义为放大电路
在闭环状态下,输出为大信号 例如阶跃信号 时,放大电路输出电
压对时间的最大变化率,对于一般的单端运算放大器如图2(2:
则有如下的计算公式:
曲:M瓤 车踟。f
珊
但是在大信号的高速处理中,并不希望转换这种现象存在,因为在
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转换期间,输入(输出关系是非线性的,转换放大器的输出会表现出很
大的失真。
IR
图2(2转换速率的测量图
time
2(5建立时间 settling
建立时间是用来描述电路的输出信号的稳定状况,如图 图2(3 :
输入的信号经过工作电路后,输出信号经过一定时间内的起伏最后趋
近稳定。对于阶跃响应信号,建立时间包括建立时间和保持时间。
图2(3建立时间测量曲线
6
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ratio
2(6电源抑制比 powerrejection
supply
运算放大器的电源线上的噪声也会对输出信号造成影响,因此必须
适当地“抑制”噪声。而电源抑制比就是测量运算放大器抑制这种偏
差的程度的量。一般定义它为:从输入到输出的增益除以从电源到输
出的增益。
因为现在的运算放大器逐渐出趋向于低压低功耗,对供电电源的要
求也越来越高。
2(7共模抑制比 commonmode
ratio
rejection
共模抑制比是用来说明差分式放大电路抑制共模信号的能力的一
项技术指标,其定义为放大电路对差模信号的电压增益如 左图 与
对共模信号的电压增益如 右图 之比的绝对值,即:
‰。a f
?ne ?no
图2(4共模增益的测试原理图
, lAddJ
K一2
J捌
差模电压增益越大,共模电压增益越小,则共模抑制能力越强,
放大电路的性能越优良,因此希望‰值越大越好。共模抑制比有时
也用分贝 dB 数来表示:
7
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‰ 2叫A屯ddIdB
2(8功耗 powerdissipation
由于越来越多运算放大电路应用于便携式设备以及电池电源供电,
电路的功耗就值得关注了。特别是现在的笔记本电脑,由于发热以及
工作时间等问题,对电脑性能有一定的影响,也对使用者引起一些不
方便。
所以减小功耗能够使得系统更加精简,也使得电源的寿命更长久,
而且也能使得芯片在一个适当的温度下工作。
2(9噪声 noise
噪声限制了电路能够正确处理的最小信号电平,所以它与功耗速
度忽然线性度之间是相互制约,是一个重要的参数。
而集成电路处理的模拟信号主要会受到两重不同类型的噪声损坏
corrupt :器件噪声和“环境”噪声,环境噪声 表面上 指电路所
受到的电源或地线或者衬底的随即干扰。这里主要讨论器件噪声:热
噪声和闪烁噪声 1,f 的概念,在后面的电路分析中会对其影响做详
细的说明。
热噪声:由导体中的电子随机热运动产生,也称之为约翰逊噪声。
其表达式为:
'
v2 4kTRAf 2一l一5
其中k是波尔兹曼常数,R是热噪声等效电阻。
MOS晶体管也有热噪声,最大噪声是在沟道中产生,可以证明[?,
对于工作在饱和区的长沟道MOS器件,可以用一个连接在漏源两端的
电流源来模拟,如图2(5,其谱密度为:
,2 4kTyg(,
在长沟道器件中,y一般取值为2,3,在亚微米模型中,还有待研
究。
I24kTyg。
图2(5 MOS管的等效热噪声图
闪烁噪声 1,f噪声 :是由半导体中的载流子的陷阱随机捕获或者
释放载流子而形成。在实际中,其噪声平均功率并不容易测得。1,f噪
声一般作为一串联于晶体管栅极的电压源,在低频时起主要作用。
典型的噪声功率谱密度表达式为:
尹:jL(上
Af
”Co,WL
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第三章电路分析
前面我们介绍了电路的一些指标,这里我们对具体的电路进行分
析。主要介绍当前的一些全差分运放的结构,主要是基本的差分结构、
性能特性以及详细的电路分析,最后对提出了共模反馈电路在高增益
电路中的作用以及具体的电路分析。
这里我们对电路具体结构做的是一个比较详细的介绍,这是我们
进行具体设计的一个前提工作。由于运放的使用范围的广泛性,使得
我们在进行设计的时候,要根据具体的性能要求作出适当的选择,然
后进行优化,以实现其要求。并且,对基本的电路的分析,也是我们
进行课题设计的第一步。
3(1基本的单端输出的运算放大电路
3(1(1基本结构
如图3(1所示的运放是一种最简单全差分运放电路,它是由PMOS
管作为输入管,NMOS管作为负载管组成。这种运算放大电路的最大
优点就是能够提供大的输出摆幅,如图3(2所示。
通过计算有:
‰。 Vdd一2Vds―Vth 3―1一1
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VDD
图3(1基本全差分运放的结构
3(1(2性能分析
这种结构虽然能够提供高的输出摆幅,但是其开环增益有限,分
析其小信号增益有:
4:一g。 上?r0?IlroD
3―1―2
g。N
、gmP
3―1―3
gmN
用器件的尺寸表示有
Av兰
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Vds(sat
vth一瀵i
miCRat
Dyn
erage
。O
图3(2单端输出的摆幅范围
公式 3,1,3 虽然说明了在一定工艺下晶体管参数对其的影响,
但是实际中因为从输出管的漏端看到的输入阻抗最大只能达到100K
欧姆,如果该电路的输入跨导只有5mS,那么这种结构能够提供的最
大增益就只有40dB了。其增益和相位曲线见图3(3
12
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图3,3 基本差分对的增益相位特性
3(2折叠式运算放大电路 FoldedCaseode
3(2(1折叠运放的拓扑结构
如图3(4所示,这种结构主要的优点在于对电压电平的选择,它
在输入管上端并不“层叠” stack 一个共源共栅管。所以输出摆幅的
出摆幅为 Vdd一4 Vds(sat 。
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刿椰
70
图3(4折叠结构的拓扑图
3(2(2增益的计算
利用图3。5所示的小信号图,利用14l Gm??Rout,我们分别计算出
Gm和Rout。在图3(5中,电路的输出电流约等于晶体管Ml的漏电流,
并且从晶体管M3看到的阻抗大大地低于 Ronl|IRon5 即:
gm3+gmb3 “?Ron3 Ronl?Ron5 3―2一1
则有:Gm gml 3―2―
2
选择计算Rout:
3―2―3
在图3(6中,Rop gm7+gmb7 Ron7*Ron9
那么有:
3―2,4
Rout Rop? gm3+gmb3 Ron3 RonlIIRon5
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所以
IIRon5 】
O
‘0
―0
图3(5折叠结构的分析图
在如图3(6的折叠式共源共栅运放结构,采用的是PMOS管对作
为输入管,而相对于NMOS管对而言,它的跨导是比较低的,并且在
图3(6中,晶体管M5和M1并联,减小了输出阻抗,特别是流过M5
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的电流既有流经输入管的,也有流经共源共栅管的,所以对电路的性
能也有影响。而且相对于下面将要介绍的套筒式 telescopic 结构运
放而言,折叠运放的开环增益要小1,2到1,3。
0
主
70
图3(6折叠结构的等效分析图
3(3套筒式运算放大电路 telescopic
3(3(1电路的拓扑结构
电路的拓扑结构如图3(7,这种结构相对于基本的全差分对结构,
如上文提到的第一种结构而言,式采用共源共栅来增大PMOS和
NMOS的输出阻抗,还是一种共源共栅的差动形式,但是极大的提高
了电路的差动增益。
这种电路虽然能够极大的提高增益,但其代价是要消耗更多的电压
余度,这表现在输出端为电路的输出摆幅相对与相同条件下的折叠式
结构来讲,其值要小一些。对于现在的低压电路而言,这种缺点就表
现得尤为要紧。
16
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套筒结构还有一个最大的问题就是输出不能直接反馈到输入端,
而且必须使用共模反馈以确保电路的稳定性。这个我们在后面对共模
反馈结构进行了具体的研究,在设计中也采用了其中的一种结构来保
证性能。
_0
图3(7套筒结构的拓扑图
3(3(2增益的计算
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为了对电路的性能做一个简要的分析,看图3(8所示的简图,增
益值的表达式为:
AvO gml Routl||Rout2 3―3―1
Routl和Rout2可以表示为:
3―3―2
Routl Ronl+Ron2xfl+gin2×Ron3
3―3―3
Rout2 Ronin+Ron3 1+gin3xRonin
假设有gm3×Ronin》1,化简上述两式,有
Routl gml×Ron2×Ronl
3―3―4
Rout2 gm3×Ron3×Ronin
则,增益可以详细的表示为:
3―3―5
图3(7套筒结构的等效分析图
8
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0
70 。0
图3(8套筒结构的噪声等效分析图
3(3(3套筒式运放电路的噪声分析
由于电源电压比较低,就必须考虑噪声因素的影响。前面提到的
几种噪声,在这里作一个具体的分析。
如图3(8所示,晶体管M1的噪声电流和负载Rload上的电流流经
负载Rload,这时,这两个器件所产生的噪声可以量化位一个l,f噪声
可以忽略的共源级电路。则其噪声的表达式为:
3―3―6
、
’
4t丁 三+―萧139ml zxRload
gml
在相当的频率工作状况下,套筒结构中共源共栅产生的噪声相对
于M1、M2、M7、M8这四个晶体管而言,是可以忽略的,因为这四
个晶体管是主要的噪声源。利用Rload的表达式,则总的噪声我们可
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以表示为:
3―3―8
3(4共模反馈
在高增益放大器中,输出共模电平对器件的特性和失配相当敏感,
而且不能通过差动反馈来达到稳定,这就必须采用共模反馈来实现。
因为对于单端输出的运算放大器,起输出直流水平是由电流镜决定,
而全差分的运算放大器,共模的范围就主要由电流镜的偏置电压决定,
所以增益的数值很大程度上是依赖于偏置电压的精度。图3(9就是一
个全差分运放没有共模反馈的直流增益图。
弭I
_(圈
号一”
一珊
一?
?^
图3(9无共模反馈的输入增益曲线
从图上看出,运放的工作点不是很稳定的,稍微的共模输入变化,
就会导致直流增益的巨大改变。
采用共模反馈后,其直流增益图如图3(10
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、 ,,,一
|
号一1髓
一2朋 ,
? ,
量叠
图3(t0带有共模反馈的输入增益曲线
连续时域的共模反馈
连续时域的共模反馈采用法如下框图所示
Vinp
o--I
图3(11共模反馈原理图
它分为三个部分:检测输出共模电平:同一个参考电压比较;将误
差送回放大器偏之置网络。下面对其作详细的介绍。
首先式检测共模电平,我们必须确定输出的共模电平。为了不影响
21
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输出信号,我们采用大的电阻,一般值在10M欧姆以上。
撮常用的结构如图3(12所示,由于有
’0
图3(12电阻式反馈检测电路
吃,伽 ‰f1+‰2 ,2 3―4―1
其中圪。,和圪。是两个单端的输出电压,采用该图的结构后,
3,4―2
圪。? R‰+恐‰,2 , Ri+R
如果置和R相等,则式子 3―4―1 转换成式子 3―4,2
采用这种结构有一个严重的缺点,就是它限制了差动输出摆幅。
采用图3(1
3的方法也可以实现这个目的。
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图3(1
3改进式检测电路
图中鸠和地工作在深线性区,在P点与地之间引入的总电阻为
足。 Ron,?,。
2忑面1
以c甜警 k‰ ”心,警 ‰一‰ ”蕊面1
1
;(cox堡E vo(。+‰,:一2‰
式中,W,L表示的M7和蝇宽长比,式子 3―4―5 表明,8。是
K。+vo。 的函数,但是与 K。一圪。 无关。从图3(13可以观察
到,如果输出的两个电压同时上升,则如下降;如果差动变化,则一
个如增大,另外一个减小。
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同样,鸠和蝇的使用限制了输出电压的摆幅,图中两个晶体管都
是工作在深线性区,则有:
Vo?。(。 ‰7,8 2―4―6
此数值较接近两个过驱电压。
3(5比较器
比较器是用来判定输出的共模电平与参考电平的大小的,因为参考
电平是一个固定的值,所以通过它来确定输出共模电平的平均值。一
般采用如下结构图3(14:
VDD
j70
3(1
4比较器的拓扑结构图
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第四章电路的实现和仿真
通过对上面电路的性能指标以及常用结构的介绍,这里我们提出
设计的指标,并选择适当的结构进行设计,给出其在Hspiee下的仿真
结果。
4(1电路的设计目标
4(1(1设计目标
这里提出我们的设计目标
表4(1 所要设计运放的性能指标
电压 supply 3v
开环增益 DC 80dB
gain
rate 200v,us
转换速率 stew
di 20mW
功耗 powerssipation
4(1(2采用的结构
通过对性能指标的分析,上面介绍的三种结构的电路 基本的全
差分电路、折叠式运放、套筒式 在3v条件下都是可以正常工作,但
是增益为80dB,在数量级上,是 ‰艺 的2次方到3次方,这就意
味着在信号流经的通路上,至少有两个以上的放大器件在工作,而且
必须注意的是使得器件偏置在较大的电流下工作。
为此,我们主要考虑折叠式和套筒式结构的运算放大电路。相对
于折叠式的结构而言,套筒式结构的运放结构使用的器件较少,输出
的摆幅较同情况下的要小,而且必须在共模反馈条件下工作,但是对
于运放的低功耗要求而言,是一个不错的选择。图4(1就是其拓扑结
构。
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言0
图4(1所采用的运放的拓扑结构
4(2具体的设计
4(2(1偏置电压的确定
采用这种结构,首先要解决的就是四个偏值电压的确定,以确定
其静态的工作点,我们采取如下的值:
表4(2偏置电压的理论值和实际值
偏置电压 理论值 实际
的值
Vbiasl VDD―Vthp 1(9V
Vbias2 1(8V
VDD―Vthp―Vds,sat
Vbias3 Vthn+2Vds,sat 2(OV
Vbias4 Vthn 1(4V
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4(2(2晶体管韵设计指导
从功耗以及电源电压的要求出发,可以计算出套筒式结构中每一个
晶体管的具体参数,但是对开环增益而言,不一定能满足,这里 'ft7
做一个特别的分析:
从上一章,我们得到:
曩gNYglo i1岛‰iW ‰一鼢 2 1十五‰
在饱和区有:‰ 辱
4―2―3
1
4,2―4
‘。瓦
那么可以推算出:AvO
这个公式从总体上指指出了具体某个晶体管对电路的直流增益贡
献最大,也是影响增益的主要原因,因此它也是晶体管参数调整的总
指导依据。
在设计中,由于M1、M2、M3、M4这四个晶体管是在信号的通
路上,所以要保证其电容值最小,因此在改变参数以增大直流增益的
过程中,尽量是保持最小尺寸不变而进行宽长比的整体变化。另外,
以非常有效地改变直流增益的值。
必须注意的是,尽管我们在根据以上指标算出的直流增益值一般
不能满足要求,我们通过增加晶体管的栅长、栅宽或减小其偏置电流
可以来实现。但是,每个晶体管的宽度,必须以其长度为定标,以保
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持过驱动电压不变。
4(2(3仿真图线
下图4(2是在直流电压偏置情况下的增益频谱曲线:
图4(2基本的套筒式结构的增益相位曲线
从图上看出,电路的开环增益只有64dB,并不能满足设计要求,
但是在具体的参数设置以及手算的处理上,是可以实现的。分析得出
的原因是因为电路没有设置共模反馈。由于在高增益放大器中,输出
共模电平对器件的特性和失配相当敏感,这些失配使得共模输入微小
的变化而导致增益的巨大变化。
4(2(4共模反馈
由于套筒式结构对静态工作点的要求,所以必须采用共模反馈以
确保电路的正常工作,这里我们采用的共模反馈就是前面所介绍的 什
么方式的 。具体的拓扑结构如下图4(3
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这个结构中要求电阻R1、R2的阻值非常大,在M欧姆的数量级,
在工艺中可以通过阱电阻实现。
图4(3 设计中采用的共模反馈结构
4(2(5偏置电路
集成电路的设计中,一般是不采用直流电源作为偏置的,这里的
原因主要有一下几点:首先,会增加不必要的结点;其次会使得电路
的封装更为复杂;再次,直流电源的稳定性很难保证;最后,采用标
准的偏置电路模块,可以增加系统的集成度。
前面我们是直接用计算的直流电源供电以保证电路工作,这里我
们采用如下电路以代替其功能。其具体结构如下图4(4,其中的Iss的
值我们取为O(5mA,这样既能保证偏置电路在整个系统中的功耗不是
很大,又确保偏置电路本身的稳定性。
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图4(4 偏置电路的拓扑结构
4(3电路的性能仿真
4(3(1电路的总体结构
图4(5总体的拓扑结构图
4(3(2总体的增益频谱曲线
30
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图4(6总体的增益相位曲线
从图上我们可以直接读出以下结果
Gain 78dB
Phase
Margin 63(4。
4(3(3输入输出特性为
图4(7输入输出特性
输出摆幅为: ?1(2v
4(3(4噪声的测量
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图4(8输入噪声频谱分析图
从图上我们可以直接看到,输入噪声的为8,zV,折算到总的噪声为
4(3(5转化速率的测量
转化速率依赖于负载电容的大小以及电路的静态电流,利用上文
提到的结构,采用10pF负载,有如下的曲线:
国4(9转换速率模拟曲线
从图上可以算出
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Slewrate 200V,uS
建立时间为:100uS
4(4结果汇总
以上是具体的电路结构图和仿真结果,对其性能指标列表可得:
表4(3运放总的仿真结果
性能参数 达到
指标
Gain 78dB
开环增益 DC
相位 63(4。
建立时间 100us
功耗 l5mW
输出摆幅 ?1(2矿
转化速率 200V,us
带宽 300MHZ
输入共模范围 1(4V一1(8V
噪声 21
5BV
电源电压 3V
4(5参数的折中处理:
电路的性能参数相互影响相互制约,这里主要对一些比较重要的
参数变化制约做的一个总结,也是在电路参数的调整中的一些指导和
心得体会,如表4(4所示。
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表4(4部分参数的折中关系表
调整的参数 调整的方法 缺点
开环增益 增大L,保持W,L不噪声增大
DCGain 变
V
dssat变化
增大gml,L,Id不变
减小Id,L不变 转换速率 slew 变化
动态范围 增大g。】 ld增大,V“。。t减小
Dynamic 摆幅变化减小
Range 减爿、g。7
减小输出摆幅 增益减小,Id减小
相位 减小负载电容 CL 增益减小
Phase
Margin
增大g。3 Vd。-sat3减小
皇三型垫查堂堕主兰篁堡塞
第五章版图设计
在完成所设计的电路的性能仿真后,就可以进行版图设计了。版
图设计要求设计者不仅要掌握电路的几何映射图形设计,还要掌握电
路的电气设计。
这里我们从三个主要的方面,即:版图中的MOS管的匹配、版图
规则的说明和具体的版图设计进行说明。
5(1MoS管的匹配
模拟电路的性能的变化和电路中晶体管的匹配有很大的关系。一些
电路,如差分对,依赖于MOS管栅源电压的匹配,还有常用的电流镜,
则是依赖于漏极电流的匹配。电压匹配和电流匹配这两种匹配是常见
的方式,但是在具体的设计中不可能同时采用,这里我们采用电压匹
配的方式。
下面对电压匹配进行说明。因为偏置于电压的关系是很容易从
作在相同的漏极电流下,如果两个晶体管为理想的器件,那么它们就
会有相同的栅源电压,。。实际上,由于不匹配的缘故,使得两个晶体
管之间的栅源电压之差并不为零,而存在一个?‰ ‰,一‰:,则当两
个晶体管同时工作在饱和区,在通常状况下有:
?v。,_--a巧,, 期
这里?巧为要求匹配的两晶体管的阈值电压之差,AK为两晶体管的
跨导系数之差,,。是晶体管M1的有效栅压,墨为晶体管M2的跨导
系数。由于?,。为K,的函数,并且K,与晶体管的几何尺寸 W,L
有关系,所以?‰与晶体管的几何尺寸有关。又由于?‰为‰。的函
数,所以也?,。与MOS管的偏置电压有关。
在实际的设计中,我们通过减小匹配MOS管的有效栅电压来降低
偏置电压误差?‰。这样,在有大的宽长比 W,L 和低的工作电流
时,可以达到很好的电压匹配关系。但是,这种方法受到阈值电压和
电子科技大学硕士学位论文
阈值电压不匹配等条件的限制。
5(1(1版图几何尺寸的影响
MOS管的尺寸、形状、以及在版图中的排列方向,都可能会影响
导晶体管的匹配性。一般大尺寸的MOS管的匹配性较小尺寸的要好,
因为大的橱面积有利于减小输入信号波动对晶体管的影响:长沟道的
晶体管较短沟道的匹配性好,因为长沟道可以减小线
二>