范文一:正激变换器设计
正激变换器通常使用无气隙的磁芯,电感值较高,初次级绕组峰值电流较小,因而铜损较小,开关管峰值电流较低,开关损耗较小,其高可靠高稳定性使得其在很多领域和苛刻环境得到应用.
下面举例给大家分享下对正激变换器的设计方法:
规格:
输入电压Vin=400V(一般在输入端会有CCM APFC将输入电压升压在稳定的DC400V左右) 输出电压Vout=12V
输出功率Pout=1200W
效率η=85%
开关频率Fs=68KHz
最大占空比Dmax=0.35
第一, 选择磁芯的材质
选择高μ低损,高Bs材质,一般常采用TDK PC40或同等材。
因为正激电路的磁芯单向磁化,要让磁芯不饱和,磁芯中的磁通密度最大变化量需满足ΔB
因为正激电路的磁芯单向磁化,要让磁芯不饱和,磁芯中的磁通密度最大变化量需满足ΔB
第二, 确定磁芯规格
4根据公式AP=Aw*Ae=(Ps*10)/(2ΔB*Fs*J*Ku)
其中:
22Aw为磁芯的铜窗口截面积(cm),Ae为磁芯的有效截面积(cm),Ps为变压器的视在功率(W),J为电流密度(A),Ku为铜窗口占用系数
对正激变换器,视在功率Ps=Pout/η+Pout
2电流密度J根据不同的散热方式取值不同,一般采用300~600A/cm,此处考虑到趋肤效应采
2用多股纱包线,取600A/cm
铜窗口占用系数Ku取0.2
2ΔB=0.20T,J=600A/cm,Ku=0.2
434代入公式得AP=[(1200/0.85+1200)*10]/(2*0.201*68*10*600*0.2)=7.962cm 查磁芯规格书,选用磁芯ETD49,
第三,计算匝比、匝数
1. 根据公式N=Np/Ns=Vin/Vout=(Vin*Dmax)/(Vo+Vf) 其中Vf为输出二极管正向压降,取0.8V
得匝比N=(400*0.35)/(12+0.8)=10.9375,
取匝比N=11验算最大占空比Dmax,
最大占空比Dmax=N(Vout+Vf)/Vin=11*(12+0.8)/400=0.352 2. 根据公式Np=Vin*Ton/(ΔB*Ae)
6导通时间Ton=Dmax*Ts,周期Ts=1/Fs*10
得初级匝数
636NP=[Vin*Dmax*(1/Fs*10)]/(ΔB*Ae)={400*0.352*[1/(68*10)*10]}/(0.201*213)=48.3
6Ts,取49Ts
3. 次级匝数Ns=Np/N=49/11=4.45Ts
4. 取次级匝数Ns=5Ts验算初级匝数Np,
初级匝数Np=Ns*N=5*11=55Ts
考虑到输入电压较高,采用双管正激比采用单管正激可以大幅减小MOS的电压应力,无需消磁绕组。
7. 再通过初级匝数Np来验算最大磁通变化量ΔB,
最大磁通变化量ΔB=(Vin*Dmax*Ts)
36/(Np*Ae)={400*0.352*[1/(68*10)*10]}/(55*213)=0.1767T 根据ΔB+Br
28. 根据L=N*Al得,
226初级电感量最小值Lmin=Np*[AL*(1-0.25)]=55*[4440*(1-0.25)]/10=10.0mH 第四, 计算各绕组线径
1. 输入电流Ip=Pout/(Vin*Dmax*η)=1200/(400*0.352*0.85)=10.0A 初级线圈电流有效值Ip_rms=Ip*SQRT(Dmax)=10.0*SQRT(0.352)=5.9A
22则,初级线圈截面积Swp=Ip_rms/J=5.9/600=0.0098cm=0.98mm
22多股纱包线单根直径为0.1mm,其单根面积为Sw=3.14*(0.1/2)=0.00785mm 得,初级所需纱包线股数Nwp=Swp/Sw=0.98/0.00785=124.8PCS,约125PCS。 即,初级线圈采用125根单根直径0.1mm的纱包线。
2. 次级线圈电流有效值Is_rms=Iout*SQRT(Dmax)=100*SQRT(0.352)=59.3A
22次级线圈截面积Sws=Is_rms/J=59.3/600=0.0988cm=9.88mm
次级所需纱包线股数Nws=Sws/Sw=9.88/0.00785=1258.6PCS,约1260PCS。 即,次级线圈采用1260根单根直径0.1mm的纱包线。
2通常纱包线的电流密度可取范围较大,一般为400~1200A/CM,结合常用规格,取: 初级线圈采用120根单根直径0.1mm的纱包线绕55Ts;
次级线圈采用1200根单根直径0.1mm的纱包线绕5Ts。
范文二:正激变换器变压器的设计
正激变换器中变压器的设计
胡宗波 张 波
(华南理工大学电力学院雅达电源实验室,广东 广州 510640)
摘 要:本文详细介绍了高频开关电源中正激变换器变压器的设计方法。按照设计方法,设计出一台高频
开关电源变压器,用于输入为48V(36~72V),输出为2.2V、20A的正激变换器。设计出的变压器在实际电
路中表现出良好的电气特性。
关键词:高频开关电源;正激变换器;开关电源变压器
中图分类号:TM46
Design of Transformer in Forward Converter
HU Zong-bo, ZHANG bo
(ASTEC Power Supply Lab. in Electric Engineering College of South China University of Technology,
Guangzhou 510640, China)
Abstract: This paper presents design method of transformer in forward converter in high frequency switch
mode power supply. According to the design method, a transformer using for 48V(36~72V) input, 2.2V,
20A output forward converter is built. The designed transformer has great electrical characteristics in practical circuit.
Key words: High Frequency Switch Mode Power Supply Forward Converter Transformer in Switch Mode Power Supply
1 引 言
电力电子技术中,高频开关电源的设计主要分为两部分,一是电路部分的设计,二是磁路部分的设计。相对电路部分的设计而言,磁路部分的设计要复杂得多。磁路部分的设计,不但要求设计者拥有全面的理论知识,而且要有丰富的实践经验。在磁路部分设计完毕后,还必须放到实际电路中验证其性能。由此可见,在高频开关电源的设计中,真正难以把握的是磁路部分的设计。高频开关电源的磁性器件主要包括变压器、电感器。为此,本文将对高频开关电源变压器的设计,特别是正激变换器中变压器的设计,给出详细的阐述和分析,并设计出一个用于输入48V(36~72V),输出2.2V、20A的正激变换器的高频开关电源变压器。 2 正激变换器中变压器的设计方法
正激变换器是最简单的隔离降压式DC-DC变换器,其输出端的LC滤波器非常适合输出大电流,可以有效抑制输出电压纹波。所以,在所有的隔离DC-DC变换器中,正激变换器成为低电压大电流功率变换器的首选拓扑结构。但是,正激变换器必须进行磁复位,以确保励磁磁通在每一个开关周期开始时复位。正激变换器的复位方式很多,包括第三绕组复位、RCD复位[1,2]、有源箝位复位[3]、LCD无损复位[4,5]以及谐振复位[6]等,其中最常见的磁复位方式是第三绕组复位。本文设计的高频开关电源变压器采用第三绕组复位,拓扑结构如图1所示。
开关电源变压器是高频开关电源的核心器件,其作用有三:磁能转换、电压变换和绝缘隔离。在开关管的开关作用下,将直流电转变成方波施加于开关电源变压器上,经开关电源变压器的电磁转换,将输入功率传递到负载,输出所需要的电压。开关变压器的性能好坏,不仅影响变压器本身的发热和效率,而且还会影响到高频开关电源的技术性能和可靠性。所以在设计和制作时,对磁芯材料的选择,磁芯与线圈的结构,绕制工艺等都要有周密考虑。开关电源变压器工作于高频状态,分布参数的影响不能忽略,这些分布参数有漏感、分布电容和电流在导线中流动的趋附效应。一般根据高频开关电源电路设计的要求提出漏感和分布电容限定值,在变压器的线圈结构设计中实现,而趋附效应影响则作为选择导线规格的条件之一。
图1 第三绕组复位正激变换器
2.1 变压器设计的基本原则
磁感应强度B和电流密度J是变压器在给定设计条件下进行设计时必须计算的设计参数。当电路主拓扑结构、工作频率、磁芯尺寸给出后,变压器功率P与B和J的乘积成正比:
当变压器尺寸一定时,B和J选得高一些,则某一给定的磁芯可以输出更大的功率;反之,为了得到某一给定的输出功率,B和J选得高一些,变压器的尺寸就可以小一些,因而可减小体积,减轻重量。但是,B和J的提高受到电性能各项技术要求的制约。例如,若B过大,激磁电流过大,造成波形畸变严重,会影响电路安全工作并导致输出纹波增加。若J很大,铜损增大,温升将会超过规定值。因此,在确定磁感应强度和电流密度时,应把对电性能要求和经济设计结合起来考虑。
2.2 各绕组匝数的计算方法
正激变换器中的变压器的磁芯是单向激磁,要求磁芯有大的脉冲磁感应增量。变压器初级工作时,次级也同时工作。
(1) 计算次级绕组峰值电流
变压器次级绕组的峰值电流等于高频开关电源的直流输出电流,即:
(1)
式中,Ip2是变压器次级峰值电流(A),I0是输出直流电流(A)。
(2) 计算次级电流有效值
(2)
式中,I2是次级电流有效值(A), 是正激变换器最大占空比。
(3) 计算初级绕组电压幅值
(3)
式中,Up1是变压器初级输入额定电压幅值(V),Uin是变压器输入直流电压(V),?U1是变压器初级
绕组电阻压降和开关管导通压降(V)。
2.2.4 计算次级绕组电压幅值
(4)
式中,Up2是变压器输出电压幅值(V),U0是变压器次级负载直流电压(V),?U2是变压器次级绕组
电阻压降和整流管压降(V)。
(4) 计算初级电流有效值
忽略励磁电流等影响因素,初级电流有效值按单向脉冲方波的波形来计算:
(5)
式中,I1是初级电流有效值(A)。
(6) 计算去磁绕组电流有效值
去磁绕组电流约与磁化电流相同,约为初级电流有效值的5,,10,。
(6)
式中,IH是去磁绕组电流有效值(A)。
(7) 变压器输入输出功率计算
(7)
(8)
式中,P1是变压器输入功率(W),P2是变压器输出功率(W)。
(8) 确定磁芯尺寸[7]
先确定铜耗因子Z,Z的表达式如下:
(9)
式中,Z是铜耗因子,τ是环境温度(?),?τ是变压器温升(?)。
然后计算脉冲磁感应增量?Bm。
(10)
式中,?Bm 是脉冲磁感应增量,KB是磁感应强度系数,Bm是磁芯材料最大工作磁感应强度(T)。对于R2K铁氧体磁芯,最大工作磁感应强度是0.3T。磁感应强度系数KB可以从图2所示的磁感应强度系数曲线图得出,它取决于输出功率P2(W),工作频率f(kHz)和变压器平均温升?τ(?)。
图2 磁感应强度系数
变压器所需磁芯结构常数由下式确定:
(11)
式中,Y是变压器所需磁芯结构常数(cm5),f是工作频率(Hz),?Bm是脉冲磁感应增量(T),Z是铜耗因子,q是单位散热表面功耗(W/cm2)。q可以从温升和q值关系曲线中得出,如果环境温度为25?,变压器温升为50?,对应的q值为0.06。
计算出Y之后,选择磁芯结构常数Yc?Y的磁芯,然后从磁芯生产厂商提供的资料中查出变压器散热表面积St,等效截面积Ae等磁芯参数,或者自行设计满足结构常数的磁芯。
(9) 计算初级绕组匝数[7]
(12)
式中,N1是初级绕组匝数,f是工作频率(Hz),?Bm是脉冲磁感应增量(T),Up1是变压器初级输入电压幅值(V),Ae是磁芯等效截面积(cm2)。
(10) 计算次级绕组匝数
(13)
式中,Ni是次级各绕组匝数,Upi是次级各绕组输出电压幅值(V),Up1是变压器初级输入电压幅值(V),N1是初级绕组匝数。
(11) 计算去磁绕组匝数
对于采用第三绕组复位的正激变换器,复位绕组的匝数越多,最大占空比越小,开关管的电压应力越低。最大占空比越小,变压器的利用率越低。综合考虑最大占空比和开关管的电压应力,一般选择去磁绕组匝数和初级绕组匝数相同。
(14)
应该确保初级绕组和去磁绕组紧密耦合。
2.3 确定导线规格
(1) 计算变压器铜耗Pm
根据变压器平均温升确定变压器总损耗,减去磁芯损耗即得出铜耗,再根据铜耗来计算电流密度。计算铜耗应该在磁芯规格确定之后进行。
(15)
式中,Pm是变压器铜耗(W),q是变压器单位表面积所耗散的平均功率(W/cm2),St是变压器表面积(cm2),Pb是在工作磁感应强度和频率下单位质量的磁芯损耗(W/kg),Gc是磁芯质量(kg)。在实际计算中,铜耗可以按总损耗的一半处理。
(2) 计算铜线质量
(16)
式中,Gm是铜线质量(g),lm是线圈平均匝长(cm),SW是磁芯窗口面积(cm2),Km是铜线窗口占空系数,定义为绕组净可绕线空间与导线截面积之比。计算铜线占空系数时应根据不同情况选取适当值,一般选取范围在0.25,0.4之间,采用多股并绕时应选取较小值。
(3) 计算电流密度
(17)
式中,J是电流密度(A/mm2),Pm是铜耗(W),Z是铜耗因子,Gm是铜线质量(kg)。 (4) 计算导线截面积和线径
(18)
(19)
式中,Smi是各绕组导线所需截面积(mm2),di是各绕组导线直径(mm),Ii是各绕组电流有效值(A)。 计算所需导线直径时,应考虑趋附效应的影响。当导线直径大于两倍趋附深度时,应尽可能采用多股导线并绕。采用n股导线并绕时,每股导线的直径按下式计算。
(20)
式中,n是导线股数,din是n股导线并绕时每股导线的直径(mm)。
铜线的趋附深度有以下经验公式:
(21)
式中,?是铜线趋附深度(mm),f是工作频率(Hz)。
如果采用多股导线并绕,导线的股数太多,可以采用铜箔。在使用铜箔时,铜箔的厚度应该小于两倍的趋附深度,铜箔的截面积必须大于该绕组导线所需的截面积。
在计算完毕后,校验窗口尺寸,计算分布参数,校验损耗和温升等。
3 应用实例
设计一个用于输入为48V(36,72V),输出为2.2V、20A的正激变换器的高频开关电源变压器,工作频率是200kHz,最大占空比为0.45,采用第三绕组复位,铜线的趋附深度为?,0.148mm。按照上述设计方法,设计的高频开关电源变压器如下:
磁芯规格:EFD20,磁芯材料为3F3,Ae,31.0mm2,Philips;
初级绕组:16匝,采用型号为AWG31的铜线,6匝并绕;
复位绕组:16匝,采用型号为AWG33的铜线;
次级绕组:2匝,采用厚度D,0.1mm,宽度L,14mm,两层并绕,即截面积S,2.8mm2的铜箔。 在最终确定导线规格时,均保留了一定的裕度。为使各绕组耦合良好,采用交错绕线技术,如图3所示[8],其中P1和P2为变压器初级绕组,并联;S1和S2为变压器次级绕组,并联;R为变压器复位绕组。那么,初级绕组采用AWG31的铜线,两层;次级绕组采用采用厚度D,0.1mm,宽度L,14mm,即S,1.4mm2的铜箔,两层。
图3 交错变压器结构图
设计出的变压器的初级励磁电感值实测为Lm,320.40uH,次级电感值实测为Ls,5.18uH,初级漏感电感值实测约为0.18 uH。该变压器在正激变换器中的工作特性很好。
4 结 论
本文详细阐述了正激变换器中变压器的设计方法,并结合具体设计任务,设计出一个用于48V(36,72V)输入,2.2V、20A输出的高频开关电源变压器。设计出的变压器在实际电路中表现出良好的电气特性。 参考文献:
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范文三:100W双管正激变换器设计
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 1 页 共 30 页 1 绪论
随着计算机、电子技术的高速发展,电子技术的应用领域越来越广泛,电子设备的种类也越来越多,电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切。任何电子设备都离不开可靠的电源,他们对电源的要求也越来越高。电子设备的小型化和低成本化,使电源以轻、薄、小和高效率为发展方向。
1(1 开关电源的发展
开关电源被誉为高效节能电源,代表着稳压电源的发展方向,现已成为稳压电源的主流产品。
开关电源分为DC/DC和AC/DC两大类。前者输出质量较高的直流电,后者输出质量较高的交流电。开关电源的核心是电力电子变换器。按转换电能的种类,可分为直流-直流变换器(DC/DC变换器),是将一种直流电能转换成另一种或多种直流电能的
[1]变换器;逆变器,是将直流电能转换成另一种或多种直流电能的变换器;整流器是
[18]将交流电转换成直流电的电能变换器和交交变频器四种。
传统的晶体管串联调整稳压电源是连续控制的线性稳压电源。这种传统稳压电源技术比较成熟,并且已有大量集成化的线性稳压电源模块,具有稳定性能好、输出纹波电压小、使用可靠等优点。但通常需要体积大而且笨重的工频变压器与体积和重量都很大的滤波器。由于调整管工作在线性放大状态,为了保证输出电压稳定,其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差,导致调整管功耗较大,电源效率很低,一般
[16]只有百分之四十五左右。另外,由于调整管上消耗较大的功率,所以需要采用大功率调整管并装有体积很大的散热器,很难满足现代电子设备发展的要求。20世纪50年代,美国宇航局以小型化、重量轻为目标,为搭载火箭开发了开关电源。在近半个多世纪的发展过程中,开关电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术制作的连续工作电源,并广泛应用于电子整机与设备中。
到了20世纪90年代,开关电源在电子、电气设备、家电领域得到了广泛的应用,开关电源技术进入快速发展时期。
开关型稳压电源采用功率半导体器件作为开关,通过控制开关的占空比调整输出电压。以功率晶体管为例,当开关管饱和导通时,集电极和发射机两端的电压降接近零;当开关管截止时,其集电极电流为零。所以其功率小,效率可高达百分之七十至
1
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 2 页 共 30 页 九十五。另外功率小,散热器也随之减小。开关型稳压电源直接对电网进行整流、滤波、调整,然后由开关调整管进行稳压,不需要电源变压器。此外,开关工作频率为几十千赫,滤波电容器、电感器数值较小,因此开关电源具有重量轻、体积小等优点。最后,由于功耗小,机内温升低,提高了整机的稳定性和可靠性,而且其对电网的适应能力也有较大的提高,一般串联稳压电源允许电网波动范围为220V,而开关型稳压
[5]电源在电网电压为11OV-260V范围内变化时,都可获得稳定的输出电压。
开关电源的高频化是电源技术发展的创新技术,高频化带来的效益是使开关电源装置空前的小型化,并使开关电源进入更广泛的领域,特别是在高新技术领域的应用,
[14]推动了高新技术产品的小型化、轻便化,另外开关电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。
21世纪,市场上开关电源中功率管多采用双极型晶体管,开关频率可达几十千赫;采用MOSFET的开关电源转换频率可达几百千赫。为提高开关频率,必须采用高速开关器件。对于兆赫以上开关频率的电源可利用谐振电路,这种工作方式称为谐振开关方式。它可以极大地提高开关速度,理论上开关损耗为零,噪声也很小,这是提高开关电源工作频率的一种方式。采用谐振开关方式的兆赫级变换器已经实用化。
开关电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展休戚相关。高频化的实现,需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁元件。发展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件,开发高频用的低损磁性材料,改进磁元件的结构及设计方法,提高滤波电容的介电常数及降低其等效串联电阻等,对于开关电源小型化始终产生着巨大的推动作用。总之,在开关电源技术领域里,边研究低损耗回路技术,边开发新型元器件,两者相互促进,并推动着开关电源以每年超过两位数的增长率向小型、薄型、高频、低噪声以及高可靠性方向发展。
1.2 开关电源的基本构成
如图1所示,开关电源采用功率半导体器件作为开关器件,通过周期性间断工作,控制开关器件的占空比来调整输出电压。其中DC/DC变换器用来进行功率变换,是开关电源的核心部分,此外还有启动、过流与过压保护、噪声滤波等电路。输出采样电路(R1、R2)检测输出电压变化,与基准电压比较,误差电压经过放大及脉宽调制(PWM)
[11]电路,在经过驱动电路控制器件的占空比,从而达到调整输出电压大小的目的。
2
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 3 页 共 30 页
图1
1.3 DC/DC变换器的基本拓扑
1.2.1 概述
直流变换器按输出与输入间是否有电气隔离可分为两类:没有电气隔离的称为不隔离的直流变换器,有电气隔离的称为有隔离的直流变换器。
有隔离的变换器可以实现输入与输出间的电气隔离,通常采用变压器隔离,变压器本身具有变压的功能,有利于扩大变换器的应用范围。变压器的应用还便于实现多路不同电压或多路相同电压的输出。
1.2 .2 电路拓扑
变换器的电路拓扑多达上百种,在进行变换器的设计工作之前,首先要选择电路拓扑。这是一件非常重要的工作,其他所有的设计选择——元器件选择、磁芯元件设计、环路补偿等等都取决于它。如果电路拓扑发生改变,这些也必须随着改变。 (一) 降压式(Buck)变换器
降压式变换器是一种输出电压等于或小于输入电压的单管非隔离直流变换器。具有电路简单,调整方便,可靠性高;对功率晶体管及续流二极管耐压的要求低;电源带负载能力强,电压调整率好等优点。但在这种电路中,功率晶体管和负载直接与整流电源串联,故万一晶体管被击穿时,负载两端的电压便升高到整流电源电压,负载会因承受过电压而损坏。
(二) 升压式变换器
升压式变换器是输出电压高于输入电压的单管不隔离直流变换器,所用电力电子器件及元件和降压式变换器相同。
(三) 升降压式变换器
3
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 4 页 共 30 页
这种电路最大的特点就是这个转换是自动完成的。其电压增益随占空比变化,可以升压也可以降压。同时其缺点也综合了升压和降压式变换器各自的特点。该电路输入、输出电流是脉动的,为了满足滤波要求,在基本电路后还需加一级LC滤波电路。 (四) Cuk变换器
变换器输出端和输入端均有电感,从而显著地减小了输入和输出电流的脉动。它的输出电压与输入电压的极性相反,输出电压也可低于、等于或高于输入电压。 (五) Zeta变换器
该电路和Cuk变换器相似,也有两个电感,一个能量存储一个传输电容,左半部分类似于升降压式变换器,右半部分类似于降压式变换器。
(六) Sepic变换器
该变换器也是正输出变换器,即输出电压极性和输入电压相同。它是电感输入,类似于升压式变换器,输出电路类似于升降压式变换器,但为正极性输出。其输出电流脉动很小。
(七) 正激变换器
正激式变换器实际上是在降压式变换器中插入隔离变压器而成,变压器的引入,不仅实现了电源侧与负载侧间的电气隔离,也使该变换器的输出电压可以高于或低于电源电压,还可实现多输出。而Q的占空比可在比较合理的范围内变化,通常选择在0.45上下变化,这时在同样输出功率下,Q的计算功率较小。
这种变换器的优点是:可方便地实现交流电网和直流输出端机架之间的隔离;能方便的实现多路输出。在占空比的变化范围不能改变的情况下,可方便地通过改变高频变压器的匝比,使之满足交流电网电压在一定范围内变化时能稳压的要求。 (八) 反激式变换器
反激式变换器由于电路简洁,所用元器件少,适合于多输出场合使用。它和正激式变换器有本质的不同,实际上是耦合电感,用普通导磁材料铁芯时必须有气隙,以
[7]保证在最大负载电流时铁芯不饱和。
(九) 推挽式变换器
推挽变换器变压器和输出滤波器的体积均可减小。但会因磁芯饱和出现集电极电流尖峰而导致晶体管损坏,对功率晶体管的耐压要求高。
(十) 半桥式变换器
半桥变换器开关管承受的电压为电源电压,故可在电源电压较高的场合应用。该
4
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 5 页 共 30 页 变换器中高频变压器利用率高;截止开关管极间承受的电压低;抗不平衡能力强。同时由于加到高频变压器原边绕组上的电压是电容两端的电压,当电容经变压器原边放电时,其电压要逐渐减小,所以输出脉冲的顶部呈倾斜状态;输出功率小。 (十一) 全桥变换器
此电路既保持有半桥型变换器中开关管截止时极间所承受的电压较推挽型电路低的特点,又具有推挽型电路所具有的输出电压高、输出功率大的优点,因此全桥电路在大功率DC/DC变换器中应用比较多。但电路所用功率开关管多,驱动电路比较
[10]复杂。
本课题要求研究双管正激变换器,正激变换器具有电路结构简单、输入输出电压隔离、可以多路输出等优点,广泛应用在中小功率变换场合。单管的正激变换器,开关管的电压应力较高,这使得单管正激变换器在输入电压较高时,很难选择合适的开关管。特别是在选择MOSFET时,其电压定额较高,通态电阻较大,这就影响了变压器的变换效率。而双管正激变换器就没有这个缺点,其电压应力等于输入电源电压,而且不需要另加磁复位电路,因此双管正激变换器在高输入电压、大功率的场合得到广
[7,9]泛应用。
双管正激变换器开关电压应力低,能够从结构上彻底消除桥臂直通的危险,提高变换器的可靠性,而可靠性是所有电力电子装置的生命线。因此双管正激变换器具有
[9]其它变换器所无法比拟的优点,成为目前应用最多的拓扑之一。双管正激变换器自身也有一些弱点:为了保证变压器可靠完成磁复位,变换器的工作占空比只能小于0.5,因此为了获得更高的输出电压,必须依靠提高变压器的变比,从而使副边整流电路中的二极管电压应力增大,限制了双管正激变换器在输出高压场合的应用;而且由于工作占空比小,变换器输出电压和电流脉动幅值大、脉动频率低,增大了滤波器的体积和重量。另外由于原边续流二极管的存在,变压器的磁芯只能工作在磁化曲线的第一
[6]象限,虽然减小了变压器的损耗,但是降低了变压器的利用率增大了变压器的体积和重量,这限制了双管正激变换器容量的进一步提高
该设计要求输入直流电:电压为48?15%V;输出电压:5V/20A。为小功率输入输出,为了验证双管正激变换器的工作原理,故在本设计中仍采用双管正激变换器。 2 双管正激变换器
2.1 正激变换器
5
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 6 页 共 30 页
正激变换器变压器铁芯的磁复位有多种方法,在输入端接复位绕组是基本的方法,复位绕组也可接于输出端,其次还有RCD复位,LCD复位和有源箝位等磁复位方法。
2.1.1 主电路拓扑和控制方式
正激变换器实际上是在降压式变换器中插入隔离变压器而成,图2图3给出了正激变换器的主电路及其主要波形。开关管Q按PWM方式工作,D是输出整流二极管,1
D是续流二极管,L是输出滤波电感,C是输出滤波电容。变压器有三个绕组,原边2ff
绕组W,副边绕组W,复位绕组W,图中绕组符号“*”号的一端,表示是该绕组123
[3]的始端。D是复位绕组W的串联二极管。 33
图2
vbe
t
v w1t
vrect
tФ
ilf
t
iw1
t
iw3
图3 t
6
t
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 7 页 共 30 页
2.2 双管正激变换器
采用双管正激变换器能有效地降低开关管的电压应力,双管正激变换器如图4所示。双管正激变换器不需要额外的变压器磁复位电路,相对于半桥变换器或全桥变换器而言,双管正激变换器的每一个桥臂均由一个开关管和一个二极管串联组成,不存在桥臂直通现象,可靠性高。与开关管串联的二极管将开关管的电压箝位在输入电压,同时为变压器的励磁电流提供回路,以反馈回输入电源中。鉴于上述优点,双管正激变换器电路拓扑在工业界得到了广泛的应用。
2.2.1 双管正激变换器的原理
双管正激变换器如图所示,为了分析其工作原理,作如下假设:
1、变换器已经到稳态;
2、所有开关器件均为理想器件;
[4]3、在换流过程中电感电流没有变化,相当于一个恒流源。
S1D1iL
LU**D3D4CRUb
D2T1S2
图4 双管正激变换器
其变压器二次侧电路和单管正激变换器一样,但一次绕组与S1,S2(两个开关晶体管)串联,S1,S2在PWM脉冲作用下同时导通或关断,在每个晶体开关管和一次绕组之间,各并联一个续流二极管D、D,使得S1,S2关断时,变压器能有一个释放逆34
路,经过D、D回馈到直流输入电源。因此双管正激变换器无须另加磁复位措施。D、343D还起箝位作用,将S1,S2承受的电压箝位于输入电压U。 4
双管正激变换器可应用于较高电压输入,较大功率输出场合。每个开关管承受的最大电压为V。和单管正激器相比,开关管承受的电压应力降低一半。二极管D、DI 34可以实现自复位,不需要额外的变压器磁复位电路。
变换器可以分为五个工作过程,当双管正激变换器工作在电感电流连续导电模式
7
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 8 页 共 30 页 时,在一个开关周期中双管正激过程等效电路如图5所示,变换器的主要波形如图6所示。
工作状态1(t-t): 01
在t时刻以前,高频变压器T1已经复位完毕,每个开关管上的电压为输入电压的0
一半,负载电流从续流二极管D流通。在t时刻,开关S1和S2同时获得触发脉冲而40
开通,流过续流二极管的电流开始向整流二极管D换流,换流的速度受变压器漏感的3
限制。
在t时刻,整流二极管的电流上升到输出滤波电感电流,换流结束。这个换流过1
程的等效电路如图5(a)所示,在本状态中,输入端不向输出端提供能量。
S1D1iL
L*U*D3D4CRUb
D2T1S2
(a)
S1D1iL
*LU*D3D4CRUb
D2T1S2
(b)
S1D1iL
L**UD3D4CRUb
D2T1S2
(c)
8
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 9 页 共 30 页
S1D1iL
L**UD3D4CRUb
D2T1S2
(d)
S1D1iL
LU**D3D4CRUb
D2T1S2
(e)
图5 双管正激变换器在一个开关过程中的等效电路 开关状态2(t-t): 12
在t时刻副边续流二极管和整流二极管的换流结束,续流二极管D截止,变换器14开始向负载传递能量,输出滤波电感中的电流在输入、输出电压的工作作用下线性上升。本状态一直持续到t时刻,开关S1和S2同时关断。本状态的等效电路如图5(b) 2
所示,持续时间由变换器的工作占空比决定。
开关状态3(t-t) 23
在t时刻,开关S1和S2同时关断,原边的箝位二极管D和D导通,开关管上212的电压保持为输入电压,变压器原边加上负电压,在该负电压的作用下,整流二极管D的电流向续流二极管D换流,换流的速度受输入电压和变压器漏感的限制。该状态34
持续到t时刻,换流结束,等效电路如图5(c)所示 3
开关状态4(t-t) 34
在t时刻,副边换流结束,续流二极管导通负载电流,整流二极管截止。在原边3
变压器通过箝位二极管D和D复位,本状态一直持续到t时刻变压器复位完毕。本124
状态的等效电路电路如图5(d)所示。
9
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 10 页 共 30 页 开关状态5(t-t) 45
在t时刻,变压器复位完毕,开光管上的电压下降到一半的输入电压。在副边,4
变换器通过续流二极管导通负载电流。本状态一直持续到t时刻,新的开关周期开始。5
[12]本状态的等效电路如图5(e)所示。
由于在变压器复位的过程中,加在变压器原边的电压幅值与正向能量传递时加在变压器原边的电压幅值相等,方向相反,激磁电感贮存能量的回馈时间等于正向能量传递时间,所以双管正激电路的最大导通时间为开关周期的百分之五十,为可靠起见,导通占空比还应小于百分之五十,否则变压器不能可靠复位,将引起变压器的饱和。
图6 双管正激变换器在连续运行模式下的主要波形
当输出滤波电感很小或者负载很轻时,变换器将工作在不连续导电模式。当双管正激变换器工作在电流不连续模式时,在一个开关周期中,变换器要增加一个工作状态:当开关管关断,输出滤波电感的电流减小到零之后,完全由输出滤波电容C提供输出所需要的能量。
在不连续模式下,当开关导通时不存在整流二极管和续流二极管的换流过程,变换器的主要波形如图7所示(图中忽略了当开关关断时整流二极管和续流二极管的换流过程)。
在不连续工作模态中,双管正激变换器的输入输出增益与负载电阻有关,变换器的输入输出与占空比的关系为非线性。
10
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 11 页 共 30 页
图7 双管正激变换器在不连续运行模式的主要波形
3 UC3525芯片
3.1 UC3525功能介绍
随着电力电子技术的发展,各种大功率全控型器件相继问世,其中MOS型功率晶体管发展非常迅速,由于它具有高耐压、低驱动功率、良好的频率响应特性和开关时间短等优点,常在开关稳压电源和直流斩波电路中用作开关管。开关管的控制方式采用脉冲宽度调制(PWM)方式。
PWM控制按照调节脉冲宽度的方式,可以分为电压型PWM集成控制方式和电流型PWM集成控制芯片。电流型PWM不能承受持续的短路,具有控制精度高,调节速度快,保护电路结构简单,应用范围广等优点,但也具有不能持续工作地进行短路保护等缺点。在本设计中拟采用电压型PWM集成控制方式。其输出电压与基准电压比较后得到误差信号。该误差信号与锯齿波发生器产生的锯齿信号进行比较,由PWM比较器输出占空比变化的矩形波驱动信号,这就是电压模式控制技术。由于该系统是单环控制系统,其最大的缺点是没有电流反馈信号。由于开关电源的电流都要流经电感,因此相应的电压信号会有一定的延迟。然而对于稳压电源来说,需要不断的调节输入电流,
[13]以适应输入电压的变化和负载的需求,从而达到稳定输出电压的目的。因此仅采用
11
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 12 页 共 30 页 采样输出电压的方法,其稳压响应速度慢,甚至在大信号变化时,会因产生振荡而造成功率管损坏等故障发生,这是电压模式PWM控制技术最大的不足。 3.2 UC3525的芯片介绍
SG3525 是美国硅通用半导体公司推出的电流控制型PWM 控制器,所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较,从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电流环双环系统,因此,无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高,是目前比较理想
的新型控制器。
UC3525采用16引脚DIP封装。各引
脚功能如左图所示,结构图如图8所示。
(1)反相输入引脚(引脚1):误差放大
器反相输入端。在闭环系统中,该引
脚接反馈信号。在开环系统中,该端与补
偿信号输入端(引脚9)相连,可构成跟随器。
(2) 同相输入引脚(引脚2):误差放大器同相输入端。在闭环系统和开环系统中,该端接给定信号。根据需要,在该端与补偿信号输入端(引脚9)之间接入不同类型的反馈网络,可以构成比例、比例积分和积分等类型的调节器。
(3) 同步端(引脚3):振荡器外接同步信号输入端。该端接外部同步脉冲信号可实现与外电路同步。
(4) OSC. Output(引脚4):振荡器输出端。
(5) CT(引脚5):振荡器定时电容接入端。
(6) RT(引脚6):振荡器定时电阻接入端。
(7)放电端(引脚7):振荡器放电端。该端与引脚5 之间外接一只放电电阻,构成放电回路。
(8)软启动端(引脚8):软启动电容接入端。该端通常接一只100,F 的软启动电容。
(9)补偿(引脚9):PWM 比较器补偿信号输入端。在该端与引脚2 之间接入不同
12
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 13 页 共 30 页 类型的反馈网络,可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器。
(10)闭锁控制(引脚10):外部关断信号输入端。该端接高电平时控制器输出被禁止。该端可与保护电路相连,以实现故障保护
(11)Output A(引脚11):输出端A。引脚11 和引脚14 是两路互补输出端。
(12)Ground(引脚12):信号地。
(13)Vc(引脚13):输出级偏置电压接入端。
(14)Output B(引脚14):输出端B。引脚14 和引脚11 是两路互补输出端。
(15)Vs(引脚15):偏置电源接入端。
[13](16)Vref(引脚16):基准电源输出端。该端可输出一温度稳定性极好的基准电压。
采用UC3525作为该设计控制部分的核心芯片,下图是UC3525的结构框图,主要有基准稳压源、振荡器、误差放大器,PWM比较器和锁存器、分箱器、或非门电路和
[2]图腾输出电路等几大部分组成。
UC3525是在UC3524的基础上改进而来的,它克服了后者的不足,成为第二代集成电路脉冲宽度调制器,其独特的应用特点主要有以下四点:
(1)欠压锁定功能;
(2)软启动功能;
(3)系统的故障关闭功能;
[11](4)死区时间可调功能。
13
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 14 页 共 30 页
图8内部结构图
4 100W双管正激变换器设计
4.1 电路设计
4.1.1 主电路设计及相关器件的选择
(一)主电路
如图9所示
图9
以芯片UC3525为核心的控制电路部分其引脚11和14输出频率为100KHZ,占空
0比一定的脉冲,但相位互差180。在此处只要用到引脚11,通过该引脚输出的脉冲再
14
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 15 页 共 30 页 经过隔离变压器T2分别驱动开关管同时开通和关断。为了加快开关管的导通时间,在开关管和变压器之间加一10K的电阻。开关管Q1、Q3,二极管D3、D4,以及变压器T1和变压器副边的电路共同构成了双管正激变换器的基本电路。负载滑线变阻器的两端即为输出的电压,要求达到24V,输入电压是通过直流电源S1提供的,为48V,在36,75V之间波动。当新的周期来的时候,开关管Q1和Q3同时导通同时关断,当Q1,Q3同时导通前,变压器刚刚复位结束,负载电流从续流二极管D10流通,开关管同时导通时,流过D10的电流开始向整流二极管D9换流,当D9和D10换流结束后,D10截止,变压器向负载传递能量。开关管同时关断,则原边的箝位电容D3、D4导通,Q1、Q3上电压保持为输入电压,此时变压器原边为负电压,副边D9向D10换流。换流结束后,D10导通负载,D9截止,变压器通过箝位电容复位。
在开关管Q1、Q3的两端加RC回路可吸收开关管接通和断开瞬间产生的较高浪涌尖峰电压,降低开关管的干扰。
在二级管的两端并联一个由电阻和电容串联构成的回路的作用是为了防止二极管电路中的电流变化太大,烧坏二极管,当电路中双向电流突然变大时,电容可以起到缓冲作用,RC电路的频率比实际电路慢半周期,可以抵消原电路中的电流。
隔离变压器的磁复位电路是采用RCD箝位技术来实现的。如图10所示是RCD箝位技术实现磁复位的电路图。该技术具有电路简单、占空比大于0.5、功率开关电压应力低等优点。磁复位的基本思路是:变压器的原边绕组上的正向电压伏秒面积等于负向电压伏秒面积。
当脉冲来时,开通开关管Q2,Q2的结电容上的能量全消耗在其内部。因此Q2是硬开通,存在开通损耗。Q2开通后,变压器T2的原边电压保持不变,励磁电流线性上升。Q2关断后,此时,T2副边折算到原边的电流和励磁电流同时给Q2中的结电容充电。使开关管Q2两端的电压不断的上升,T2两端的电压为负向电压,副边电压也为负,原边电流为励磁电流。此时,励磁电感和Q2中的结电容谐振工作,励磁电流开始减少。Q2两端的电压继续上升。在这段时间内,励磁电流经箝位二极管D2,结电容电压被箝在某一值。励磁电流线性减少至零。D2自然截止。Q2中的结电容开始放电,励磁电流开始反向增加到负向最大值。结电容电压继续下降,原边绕组电压转正,由于原边的电流较小,不足提供负载电流。变压器励磁电流保持不变,原边绕组电流为零,下一刻开始另一周期。
其中电路中二极管D5是为了保证隔离变压器能实现磁复位,没有该二极管,隔
15
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 16 页 共 30 页
离变压器将不能实现磁复位,从而影响变压器的工作。
LD1'T2
R4C3**D2'CD2
Q2D5
图10 (二) 器件选择
在选择器件之前首先分析一下线圈电流的有效值。
在开关电源中最常见的电流波形是梯形波,如图11所示。高电平持续时间定义
,I为,周期为T,峰值电流为,脉动分量为,梯形波中值,电流波形的,ItII,I,onP0p2
表达式为
,I,I ,,i,I,,t0,t,t0on2ton
,,i,0t,t,Ton
Ip
?I
I
IIoc0
I de
toff
ton
T
图11
电流平均值,即直流分量: Idc
tt,,11II,,onon,,IidtItdtDI ,,,,,00dc,,,,00TT2t,on,
电流总有效值I:
16
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 17 页 共 30 页
根据有效值定义
2,,tt,,11,,,,,IIIonon2,,,, ,,,,,,IidtItdtDIdc00,,,,,,00212TTt,,on,,
,I令,一般满载时,,0.2,代入上式,近似得到 ,kIk,0.0502
I,ID0
交流分量的有效值
22222 ,,I,I,I,DI,DI,ID1,Docdc000
其中 ,I,0.3I0
本设计要求输入为直流48V,输出为直流24V/4A,由此可得I=4A。 0
因此可得出
,I,0.3I,0.3,4,1.2,0
I,ID,4,0.5,2.8,0
,I ,,,4.6,IIp02
1 变压器
在开关电源中的变压器其主要的目的是传输功率,将一个将电源的能量瞬时地传输到负载。此外,变压器还提供其他重要的功能:
(1)通过改变初级与次级匝比,获得所需要的输出电压;
(2)增加多个不同的匝数次级,获得不同的多路输出电压;
(3)为了安全,要求离线供电或高压和低压不能共地,变压器方便地提供安全隔离。
在正激变换器中,变压器的主要作用不是储存能量而是纯粹的变压功能(即对输入电压进行升压或降压)。需要综合考虑占空比和匝比来进行设计。虽然储能能力常常是选择电感器的主要依据,但变压器储能仅是单纯的励磁能量,与负载电流无关,只随输入电压的变化而变化。确保变压器复位也是一个问题,它限制了变压器的占空比要保持低于0.5。
本设计要求输入电压为直流48V,波动值为36V-75V,输出电压为24V,功率要求为
100W100W,开关频率为100KHZ。容易得到,输出电流为。 ,4A24V
17
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 18 页 共 30 页
D变压器输入输出电压关系式为: UU,,0INN
0.5一般选择占空比D为0.5,因此有24V,36,.则N=3:4.所以为了使变压器在N
输入电压波动范围内都保持工作,因此变压器的匝比希望选择3:4。下面计算变压器的参数:
(1)确定最大磁感应强度
考虑高温时饱和磁感应强度B会下降,同时为降低高频工作时磁芯损耗,工作最S
[17]大磁感应一般为2000-2500G。 S
(2)根据输出功率选择磁芯
0.9PIN ,,V29.3e0.68,,,,,KBf
29.3,1000.930.8代入公式的cm V,,11.50e0.685,,0.141,0.15,10
2[19]3查表选择ETD39的磁芯,A,125mm,l=92.2mm , V=11.50 cm. eee
(3)计算副边匝数
1T,5,5周期T,,10S,最大占空比为0.5,S t,,0.5,10onf2
计算输出电压加上满载时二极管和次级IR压降:
' U,24,0.4,24.4V0
由电磁感应定律可得:
' UT,N,,02
',5,5UT24.4,1024.4,100 N,,,,132,6A,,,,,0.15,125,10e
(4)计算原边匝数
N1由变压器的性质的 N,N2
3则 N,N,N,,13,9.75124
如果取9匝,将大大增加了伏/匝、磁感应变化量和磁芯损耗。如果取10匝,减少了磁芯损耗,但是增加了线圈损耗。因为以上结果接近10匝,选取10匝。
18
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 19 页 共 30 页
D'此时由,=0.38 UUD,,0INN
ETD的中柱直径11 mm,边柱内径25.6 mm,骨架及绝缘占1.1 mm的窗口高度,因
13.2,25.6[5]此线圈的内径为mm,平均匝长为cm. ,,6.111,2,1.1,13.22
'(5)副边电流有效值为: I,I,D,2.48,20
,,IN,[8]22,,(6)原边电流有效值为: I,,,,1,0.05,2.08,1,,N1,,
(7)选择线径:根据一平方毫米横截面积可以承受5A,口诀就是10平方线以下横截面积的乘5 ,10平方线以上的乘3 根据电流A的大小来选择线径,所以原边、副边绕
2组所选截面积约为0.56,0.16 mm
2 电感
电感常为储能元件,其特点是流过其上的电流有很大的惯性,换句话说,由于磁通连续性,电感上的电流必须是连续的,否则将产生很大的电压尖峰波。它是磁性元件,存在磁饱和的问题。在开关电源中有一个不可忽视的问题,电感的绕线所引起两个分布参数的现象。其一是绕线电阻,这是不可避免的,其二是分布式杂散电容,随绕制工艺、材料而定。
由于是直流电感,MPP或者铁粉芯是比较适合的。为了做到小体积,选择MPP,
*V,Don L,f,I,rc
其中 V,V,Voninr0
IV*00, I= D,C1,DVinr
24,0.38[9]因此L=. ,35.3,,510,6.45,0.4
2电感值为35.3,直流电流为4A,储能为查图找到300U,,4,0.0353,0.56mJ的磁芯型号为55280,则A=127,为了方便设计的一个参数,通过A可以知道某类磁LL芯绕制1000匝,所对应电感量,则35.3,,的电感量,需要的匝数为:
L35.3N匝。 ,,,5A127L
根据电流有效值选择导线的线径,因为,所以选择I,ID,4,0.38,2.48,0
19
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 20 页 共 30 页
2导线的截面积约为0.256 mm,电流较大时,仍需采用多股并绕,但由于电感中的交流成分较小,必要时可选用较粗的导线绕制。
3 二极管
D3、D4是主电路原边的箝位二极管。在任何工作条件下,为使两个调整管所承受的电压不会超过 (为输入电压;为箝位二极管的正向压降),D3、D4必须V,VVVSdSd
是快恢复管。这类二极管反向恢复时间小于,用于高频整流、斩波和逆变。 5,s
D3、D4在关断时所承受的电压为输入电压的一半,为24V。
D9为整流二极管,D10为续流二极管。必须也选用快恢复管。
N2在开关管导通时,续流二极管D10上的电压为: V,U,62.4VDIN10N1
N2在开关管截止时,整流二极管上的电压为: V,U,62.4V9DINN1
开关管导通时,流过续流二极管上的电流为 I,ID,4,0.38,2.48,0
'开关管截止时,流过整流二极管上的电流为 I,I1,D,3.15A0
可得出二极管可选用FR301,FR307类型的二极管。
4 开关管
开关电源中所出现的故障中约百分之六十是功率开关管损坏引起的。开关电源中采用的开关管是MOSFET管,有些还采用IGBT管以及GTO管。IGBT 主要用在高功率大输出的场合,GTO主要用于中功率较小输出的场合,而MOSFET主要用于小功率小输出的场合,该设计是100W双管正激变换器的设计,输出功率只有100W,输入电压为48伏,输出电压为24伏,为小功率小输入小输出,因此在此处采用MOSFET管已经足够。
MOSFET是一种电压控制的单极型器件。具有驱动电路简单,需要的驱动功率小;开关速度快,工作频率高等优点,广泛应用于开关电源中。分为P型、N型,在此处
[20]采用N型MOSFET管。
设频率为100KHZ,占空比为0.5,开关管Q2、Q4的开通和关断时间为
1 t,t,T,5,sonoff2
开关管关断时所承受的电压保持在输入电压不变,为48V。
20
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 21 页 共 30 页
线圈电流即为变压器副边的电流,由上面对变压器的计算中得出变压器的变比为
3:4,根据变压器的关系可知:
'I N,I
10'因此 I,NI,,2.48,1.9,13
由于占空比D=0.5,开关管导通和关断时线圈的电流均为2.8A,归算到变压器原
边上的电流相同。因此开关管在导通和关断时的电流值均为2.1A。 (三) 器件清单
如表1所示
器件 数值 个数 UC3525A芯片 1 变压器1 原边10匝,副边10匝 1 变压器2 1 齐纳二极管 2 滑线变阻器 [0,6,] 1
[0.10K] 1 MOSFET管 4 直流电源 48V 1
15V 1 电容 100PF 2
390PF 2
4700PF 2
4 220F ,
1nF 1
1 100F ,
1 0.1F ,
,电阻 75 2
, 10k 7
21
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 22 页 共 30 页
5 2 ,
10 1 ,
50 1 ,
2500 2 ,
5k 1 ,
电感 1 35.3 ,
表1
4.1.2 控制电路
如图12所示
脚8接不同的对地电容时软启动的时间不同,例如10F的电容所对应的软启动,
时间为0.58s,22F的电容对应的软启动时间为1.26s。该电容由内部5.1V基准电,
[4]压的50A恒流源充电,使占空比由小到大变化。 ,
UC3525电路的定时电容C放电电路与充电电源分开,单设一引脚7。C放电通过TT外接电阻R至7脚,改变R就可以改变C的放电时间,也改变了死区时间。而C的DDTT
[19]充电电流则由R规定的电流源决定的。在C的两端可得到一个从0.6V到3.5V变化TT
的锯齿波,振荡频率可达350,可直接带负载。振荡器的振荡频率由下式决定: ,,,
1f, ,,C0.7R,3RTTD
本电路中选择,, C,1nFR,5K,R,10,TTD
283K. ,,f,
脚9是PWM比较器补偿信号输入端,在该端与引脚2之间接不用类型的反馈网络,可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器。在该电路中接入由10K的电阻和0.1F的电容构成的一阶微分电路。 ,
UC3525的振荡器通过外接时基电容和电阻产生锯齿波振荡,同时产生时钟脉冲信号,该信号的脉冲宽度与锯齿波的下降沿相对应。时钟脉冲作为由T触发器组成的分相器的触发信号,用来产生相位差为180度的一对方波信号。误差放大器是一个差分放大器,其功能是保证闭环反馈系统的调节精度。经差分放大的信号与振荡器输出的锯齿波电压分别加至PWM比较器的反相输入端和同相输入端,比较器输出的调制信号
22
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 23 页 共 30 页 经锁存后作为或非门电路的输入信号。通过脚11,脚14输出两路互差180度的PWM信号。接到主电路中用于控制主电路中开关管的开通和关断。
图12
4.1.3 总电路
如图13所示为100W双管正激变换器的总的电路设计图,主电路采用双管正激变换器的基本拓扑,控制电路是以芯片UC3525为核心的电路。当反馈信号进入控制电路的引脚9,与控制电路芯片内部的基准电压比较后产生误差信号,同时UC3525的振荡器通过外接时基电容和电阻产生锯齿波振荡,并产生时钟脉冲信号,该时钟脉冲触发芯片内部的T触发器,产生相位差为180度的一对方波信号。经差分放大的信号与振荡器输出的锯齿波电压相比较,比较器输出的调制信号经锁存后作为或非门电路的输入信号,通过脚11,脚14输出两路占空比相同,但相位互差180度的PWM信号。本设计中只要用到一路,故将脚14通过一个电阻接地。脚11输出的信号接至隔离变压器,通过该变压器的作用驱动开关管同时导通和关断。
当脚11中产生脉冲信号后,先经过一个大约为50欧姆的电阻限流,并通过一个开关管接至隔离变压器原边的一端。该开关管是必不可少的,主要起到逻辑变换的作用。原边的另一端通过一个约为10欧姆的电阻接至约为15V的直流电源。该电阻起限流作用,否则变压器会由于电压过大而烧掉。隔离变压器的副边由两组绕组组成。
23
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 24 页 共 30 页
图13
当脉冲信号到来时,经变压器变压后,一组绕组主要是和隔离变压器的磁复位电路相连,以保证变压器在一次工作以后及时的磁复位,防止变压器磁饱和,使隔离变压器烧坏。另一组绕组上的电压经过一个齐纳二极管稳压,一个二极管滤波,以消除谐波分量,产生规则矩形脉冲,来控制开关管Q1、Q3,使其同时导通和关断,使其主电路正常工作,于是主电路的负载端工作,输出电压即反馈电压,经过限流后接至控制电路。这就是本设计的总的工作原理。
4.2 Protel原理图制作
1在Protel中选择进入一个新的设计项目,然后进入原理图编辑器编辑原理图 2进行元件的封装:电阻选用AXIAL0.3,电容选择 RB.2/.4,二极管选用DIODE0.4,电位器选用VR1,芯片UC3525选用DIP16,开关管选用和三极管一样的封装TO-5,电源选用polar0.8,由于两个变压器是自己设计的,必须自己设计封装,T2是隔离变压器,拟选用EE13,查手册有EE13,材质PBT,针粗0.6mm,2+2pin,针距10mm,排距8.5mm,方孔尺寸3.1*6.4mm,总高度12,根据这画出相关的封装形式,而T1采用ETD型号。画出相应的封装。
3建立新的PCB文件,点击KEEPOUT进入禁止布线层,在编辑区中确定PCB板的
24
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 25 页 共 30 页 尺寸。
4在PCB中建立网络表,检查无错后,点击Execute按钮,将网络表与元件加载到电路板上。
5自动布局,自动布局完后可手动适当的调整元件的位置,调整元件的标注使其美观。 6按照设计的各种参数在规定的布线区内布线电路板。该处设置在工作层中布线采用以水平为主。自动布线完后,可手工的调整布线使其美观,PCB板即设计完成。
25
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 26 页 共 30 页
结论
本文着重于100W双管正激变换器的研究,在正激变换器的基础上分析了双管正激变换器的基本拓扑和工作原理,分析了双管正激变换器的几种工作模态。参考有关于UC3525的芯片的相关资料,得到了以UC3525为核心的控制电路,并根据经验值设计该芯片的外围电路,最后得出了100W双管正激变换器的设计。并根据做仿真的同学的结论选择合适的器件,得出完整的电路设计图。在此基础上利用PROTEL软件画出了原理图,并得出了PCB图。该电路具有结构简单、性能可靠、调节方便等优点。但由于本人知识欠缺,资料匮乏,未能焊出电路,无法进行调试并得出调试结果。
由于时间和条件的限制,该课题的研究不太完善,采用硬开关技术设计,开关的损耗较大,需要进一步的改进。同时由于单个双管正激变化器作用时存在很多的不足,可以进一步研究双管正激变换器的组合技术,克服其自身的不足。
26
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 27 页 共 30 页
致 谢
经过几个月的努力,终于完成了本课题的设计。本课题的完成很大一部分归功于指导老师的悉心指导。陈万老师严肃的科学态度,严谨的治学精神,精益求精的工作作风,深深地感染和激励着我。从课题的选择到项目的最终完成,陈老师都始终给予我细心的指导和不懈的支持。老师宽以待人的崇高风范,朴实无华、平易近人的人格魅力对 我的影响深远。经常询问我设计的情况,并及时的解决我所遇到的疑难问题,在此谨向老师表示崇高的敬意和衷心的感谢~
在这次的设计过程中,还离不开同学的帮助,在我遇到疑难问题一筹不展的时候热情的帮助我解决问题,帮助我查找相关的资料,分析研究中遇到的问题,有了他们的帮助,我才能顺利的完成本课题的研究和设计。
最后还要感谢母校在我大学四年里对我的栽培,使我在四年里不仅学到了很多的专业知识,同时还学到了很多待人接物的道理,相信这些在我以后的学校和生活中是很有用的。还要感谢电信系所有的老师,为本次毕业设计提供了场所和先进的实验设备。
27
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 28 页 共 30 页
参 考 文 献
1 候振义.直流开关电源技术及应用.北京:电子工业出版社,2006
2 周志敏,周纪海,纪爱华.开关电源使用电路.北京:中国电力出版社,2005
3 阮新波,严仰光.直流开关电源的软开关技术.北京:科学出版社,2000
4 王兆安,黄俊.电力电子技术.北京:机械工业出版社,2000
5 张占松,蔡宣三.开关电源的原理与设计.北京:电子工业出版社,2004.9
6 李东生,张勇,许四毛. Protel 99SE电路设计技术入门与应用.北京:电子工
业出版社,2002.2
7 Ron Lenk(著),王正仕,张军明(译).实用开关电源设计.北京:人民邮电出版社,
2006.4
8 李金伴,李捷辉,李捷明.开关电源技术.北京:化学工业出版社,2006.5
9 赵同贺主编.开关电源设计技术与应用实例.北京:人民邮电出版社,2007.3
10 李定宣.开关稳定电源设计与应用.北京:中国电力出版社,2006
11 冯宇丽,戴珂,曹震,康勇.基于SG3525控制的双管正激变换器.电源技术应
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12 冯瀚.双管正激变换器组合技术的研究:[博士学位论文].浙江,浙江大学,
2001.10.1
13 王彦贞.SG3525在微束等离子弧焊接电源中的应用.中国仪器仪表,2007年第
10期
14 丁道宏.电力电子技术.北京:航空工业出版社,1999.8
15 赵修科.实用电源技术手册磁性元器件分册.沈阳:辽宁科学技术出版社,
2002.8
16 Sanjaya(著),王志强,郑俊杰等译. 开关电源设计与优化.北京:电子工业出版
社,2006.12
17石健将,双管正激变换器组合研究,南京航空航天大学博士学位论文,2003
18 Sun Xiaodong, Cai Xuansan and Huang Guisong, A Novel Two-transistor Forward ZVT-PWM Converter, Proceedings of International Power Electronics and Motion
control Conference, HangZhou, China,1997, P.311-315
19 Treviso C.H.G, Pereira A.A., Farias V.J., Vieira J.B., A 1.5 KW Operation With
90% Efficiency of a Two Transistors Forward Converter With Non-dissipative Snubber,
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20 Bao Wei, Cai Xuansan and Sun Xiaodong, A Novel ZCT-PWM Two-transistor Forward Converter, Proceedings of International Power Electronics and Motion control
Conference, HangZhou, China,1997, P.526-530.
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淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 29 页 共 30 页
附录A 电路图
29
淮阴工学院毕业设计说明书(论文) 第 30 页 共 30 页
附录B PCB图
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范文四:50W 谐振复位正激变换器设计
电力电子应用课程设计
班级 电气3113 学号 1111221129 姓名 姜飞虎 专业 电气工程及其自动化 系别 电气工程系 指导教师 陈万 丁卫红
淮阴工学院 电气工程系
2014年6月
前言
电力电子技术中,高频开关电源的设计主要分为两部分,一是电路部分的设计,二是磁路部分的设计。相对电路部分的设计而言,磁路部分的设计要复杂得多。磁路部分的设计,不但要求设计者拥有全面的理论知识,而且要有丰富的实践经验。在磁路部分设计完毕后,还必须放到实际电路中验证其性能。由此可见,在高频开关电源的设计中,真正难以把握的是磁路部分的设计。高频开关电源的磁性元件主要包括变压器、电感器。为此,本文将对高频开关电源变压器的设计,特别是正激变换器中变压器的设计,给出详细的分析,并设计出一个用于输入48V(36~75Vdc) ,输出5Vdc/10A的正激变换器的高频开关电源变压器。
一、设计目的
通过本项目分析设计,加深学生对单管直流/直流变换电路的理解,掌握一般小功率DC/DC变换器主电路工作原理及相应控制方法,熟悉正激变换器中变压器复位的基本原理及相应的复位方式,熟悉开关电源中的磁性元件的设计方法; 输入:36~75Vdc ,输出:5Vdc/10A
二、设计任务
1、分析谐振复位正激电路工作原理,深入分析功率电路中各点的电压波形和各支路的电流波形;
2、根据输入输出的参数指标,计算功率电路的关键器件电压电流等级,并选取实际功率器件,设计正激变换器中脉冲变压器,包括原副边绕组匝数计算,导线选取,磁芯选择等。
3、焊接电路板,并调试。
三、总体设计
3.1开关电源的发展
开关电源被誉为高效节能电源,代表着稳压电源的发展方向,现已成为稳压电源的主流产品。
开关电源分为DC/DC和AC/DC两大类。前者输出质量较高的直流电,后者输出质量较高的交流电。开关电源的核心是电力电子变换器。按转换电能的种类,可分为直流-直流变换器(DC/DC变换器),是将一种直流电能转换成另一种或多
种直流电能的变换器;逆变器,是将直流电能转换成另一种或多种直流电能的变换器;整流器是将交流电转换成直流电的电能变换器和交交变频器四种。
开关电源的高频化是电源技术发展的创新技术,高频化带来的效益是使开关电源装置空前的小型化,并使开关电源进入更广泛的领域,特别是在高新技术领域的应用,推动了高新技术产品的小型化、轻便化,另外开关电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。
3.2 DC/DC变换器的基本拓扑
3.2.1 概述
直流变换器按输出与输入间是否有电气隔离可分为两类:没有电气隔离的称为不隔离的直流变换器,有电气隔离的称为有隔离的直流变换器。
有隔离的变换器可以实现输入与输出间的电气隔离,通常采用变压器隔离,变压器本身具有变压的功能,有利于扩大变换器的应用范围。变压器的应用还便于实现多路不同电压或多路相同电压的输出。
3.2 .2 电路拓扑
变换器的电路拓扑多达上百种,包括降压式(Buck)变换器、升压式变换器、升降压式变换器、Cuk 变换器、Zeta 变换器、Sepic 变换器、正激变换器、反激式变换器、推挽式变换器、半桥式变换器、全桥变换器等。在进行变换器的设计工作之前,首先要选择电路拓扑。这是一件非常重要的工作,其他所有的设计选择、元器件选择、磁芯元件设计、环路补偿等等都取决于它。如果电路拓扑发生改变,这些也必须随着改变。本课题要求研究降压式正激变换器,正激变换器具有电路结构简单、输入输出电压隔离、可以多路输出等优点,广泛应用在中小功率变换场合。
(1) 降压式(Buck)变换器
降压式变换器是一种输出电压等于或小于输入电压的单管非隔离直流变换器。具有电路简单,调整方便,可靠性高;对功率晶体管及续流二极管耐压的要求低;电源带负载能力强,电压调整率好等优点。但在这种电路中,功率晶体管和负载直接与整流电源串联,故万一晶体管被击穿时,负载两端的电压便升高到整流电源电压,负载会因承受过电压而损坏。
(2) 正激变换器
正激式变换器实际上是在降压式变换器中插入隔离变压器而成,变压器的引入,不仅实现了电源侧与负载侧间的电气隔离,也使该变换器的输出电压可以高于或低于电源电压,还可实现多输出。而Q 的占空比可在比较合理的范围内变化,通常选择在0.45上下变化,这时在同样输出功率下,Q 的计算功率较小。
这种变换器的优点是:可方便地实现交流电网和直流输出端机架之间的隔离;能方便的实现多路输出。在占空比的变化范围不能改变的情况下,可方便地通过改变高频变压器的匝比,使之满足交流电网电压在一定范围内变化时能稳压的要求。
四、器件选择
4.1变压器
在开关电源中的变压器其主要的目的是传输功率,将一个将电源的能量瞬时地传输到负载。此外,变压器还提供其他重要的功能:
(1)通过改变初级与次级匝比,获得所需要的输出电压; (2)增加多个不同的匝数次级,获得不同的多路输出电压;
(3)为了安全,要求离线供电或高压和低压不能共地,变压器方便地提供安全隔离。
在正激变换器中,变压器的主要作用不是储存能量而是纯粹的变压功能(即对输入电压进行升压或降压) 。需要综合考虑占空比和匝比来进行设计。虽然储能能力常常是选择电感器的主要依据,但变压器储能仅是单纯的励磁能量,与负载电流无关,只随输入电压的变化而变化。确保变压器复位也是一个问题,它限制了变压器的占空比要保持低于0.45。
本设计要求输入电压为直流48V, 波动值为36V-75V, 输出电压为5V ,输出电流为10A, 功率要求为50W 。
变压器输入输出电压关系式为:U 0=DU i ?
N 2
N 1
一般选择占空比D 为0.45, 则N2/N1=25:108.所以为了使变压器在输入电压波动范围内都保持工作,因此变压器的匝比希望选择25:108。下面计算变压器的参数:
(1)确定最大磁感应强度
考虑高温时饱和磁感应强度B S 会下降,同时为降低高频工作时磁芯损耗,工作最大磁感应一般为2000-2500G S 。
(2)根据输出功率选择磁芯 面积乘积的粗略预算公式:
Po
AP =AeAw =() 3cm 4
K ??B ?f
注:Ae----磁芯有效截面积; Aw ----线圈窗口面积; Po----输出功率(W);
?B ----磁通密度变化量(T);
4
f----变压器工作频率(HZ ); k----正激变化器中值为0.014;
5043代入公式得:AP =( ) =0. 148cm 3
0. 014?0. 15?100?10
4
查附表1选择P 型2616的磁芯,A e =0.948mm 2,A w =0.407mm , V e =3.53cm3,,P=123.5W,f=200KHZ。
查附表2得到磁芯尺寸(mm ):d1=25.5, d2=21.2, d3=11.5,d4=5.4,h1=16.0,h2=11.0,a=18.0,b=3.8,Ie=37.6mm,I/A=0.4mm-1。
(3)计算副边匝数 周期T =
1
=10-5S, 最大占空比为0.45, f
t on =4.5×10-6S
计算输出电压加上满载时二极管和次级IR 压降:
U 0=5+0. 4=5. 4V
由电磁感应定律可得:
'
U 0T =N 2?Φ
U 0T 5. 4?10-65. 4?4. 5?10-6
N 2====2. 55≈3 -4
?Φ?B?A e 0. 15?0. 948?10
'
'
(4)计算原边匝数
变压器输入输出电压关系式为:
U 0=DU i ?
N 2
N 1
'
U 0N 2
所以 ≥
N 1D max Ui min
=
5. 45. 4
=
0. 45?3616. 2
≈0.333
由变压器的性质得:
n =
N 1
N 2
5. 4
?2. 55=7. 65≈8 16. 2
则 N 1=n ?N 2=
如果取5匝,将大大增加了伏/匝、磁感应变化量和磁芯损耗。如果取6匝,减少了磁芯损耗,但是增加了线圈损耗。因为以上结果接近5匝,选取5匝。此时由U 0=U IN ?
D N
, D ' =0.32。
(5)副边电流有效值为:I 2=I 0?D ' =10?0. 32=5. 66A
?I 2?N 2?
(6)原边电流有效值为:I 1= N ???(1+0. 05)=3. 57A
1??(7)选择线径:根据导线的电流密度J=4A/mm2, 所以原边绕组所选截面积为:1 =3.57/4 = 0.8925 mm2
J 副边绕组所选截面积约为:2 =5.66/4 = 1.415 mm2
J
4.2 电感
电感常为储能元件,其特点是流过其上的电流有很大的惯性,换句话说,由于磁通连续性,电感上的电流必须是连续的,否则将产生很大的电压尖峰波。它是磁性元件,存在磁饱和的问题。在开关电源中有一个不可忽视的问题,电感的绕线所引起两个分布参数的现象。其一是绕线电阻,这是不可避免的,其二是分
布式杂散电容,随绕制工艺、材料而定。
由于是直流电感, MPP(钼坡莫合金磁粉芯)或者铁粉芯是比较适合的。为
V on ?D *
了做到小体积,选择MPP ,L =
f ?I c ?r
其中V on =V inr -V 0
D *=
I V 0
, IC =0
1-D V inr
5?0. 32
=2. 72μH 5
10?14. 71?0. 4
因此L=
电感值为5.44μH,直流电流为10A ,储能为102?0. 00272=0. 272mJ 。 根据电流有效值选择导线的线径,因为I =I 0D =10?0. 32=5. 66A,所以选择导线的截面积约为1.415 mm2,电流较大时,仍需采用多股并绕,但由于电感中的交流成分较小,必要时可选用较粗的导线绕制。
4.3 电容
由经验公式得:
1%U0 = △I
1 WC
即 1%U0 = △I
1
2πfC
0.300. 3?10?I
=所以 C = =
2πf ?1%U 02πf ?0. 01U 02?3. 14?50?0. 01?10
=0.0956F
4.4 电阻
R=
V 5==0. 5Ω I 10
4.5二极管
D1为整流二极管、D2为续流二极管。其所承受的电压为相等,为:
V =
V in
N 2=28. 8V N 1
电流分别为:I D 1=I 0D =10?0. 32=5. 66A
I
D 2
=I 0-D =10?0. 68=8. 25A
D3为复位二极管。其电流、电压如下
V I
4.6 开关管
D 3
=48V
D 3
=I 1=3. 57A
D1选用5EQ100类型的二极管,D2 、D3选用10YQ045类型的二极管。
开关电源中所出现的故障中约百分之六十是功率开关管损坏引起的。开关电源中采用的开关管是MOSFET 管,有些还采用IGBT 管以及GTO 管。IGBT 主要用在高功率大输出的场合,GTO 主要用于中功率较小输出的场合,而MOSFET 主要用于小功率小输出的场合,该设计是50W 谐振复位正激变换器的设计,输出功率只有50W ,输入电压为48伏,输出电压为5伏,为小功率小输入小输出,因此在此处采用MOSFET 管已经足够。
MOSFET 是一种电压控制的单极型器件。具有驱动电路简单,需要的驱动功率小;开关速度快,工作频率高等优点,广泛应用于开关电源中。分为P 型、N 型,在此处采用N 型MOSFET 管。
设频率为100KHZ ,占空比为0.45,开关管Q1的开通和关断时间为
t on =0. 45T =4. 5μs t off =0. 65T =6. 5μ
开关管关断时所承受的电压保持在输入电压的两倍,为96V 。 即 V q 1=2V in =2?48V =96V 线圈电流即为变压器原边的电流,因此,
I
4.7 UC3843芯片
Q 1
=I 2=5. 66A
查阅资料可知开关管型号为IRF640ZL 即可。
UC3842 、UC3843 是高性能固定频率电流模式控制器专为离线和直流至直
流变换器应用而设计,为设计人员提供只需最少外部元件就能获得成本效益高的解决方案。这些集成电路具有可微调的振荡器、能进行精确的占空比控制、温度补偿的参考、高增益误差放大器。电流取样比较器和大电流图腾柱式输出,是驱动功率MOSFET 的理想器件。
其它的保护特性包括输入和参考欠压锁定,各有滞后、逐周电流限制、可编程输出静区时间和单个脉冲测量锁存。UC3843A 是专为低压应用设计的,低压锁定门限为8.5伏(通)和7.6V (断)。 特点:
1、微调的振荡器放电电流,可精确控制占空比. 2、电流模式工作到500KHZ 3、自动前馈补偿
4、锁存脉宽调制,可逐周限流 5、内部微调的参考电压,带欠压锁定 6、大电流图腾柱输出 7、欠压锁定,带滞后 8、低启动和工作电流
9、直接与安森美半导体的SENSEFET 产品接口
引脚图
五、电路设计工作原理
此电路设计,主要有五个部分组成:主电路(正激变换器设计)、辅助电源电路、PWM 控制电路、二次环路电路以及保护电路。
5.1电路的工作原理说明:
为了分析的方便,做出如下假设:
(1)变压器的漏电感远远小于励磁电感,变压器的线圈电阻、寄生电容可以忽略不计,其等效电路如图3。
图3 变压器的等效电路
(2)主开关管Q1、整流二极管D1、续流二极管D2在导通期间相当于短路,在关断期间相当于电容器,其等效电路如图4所示。
(a)主开关管的等效电路 (b)二极管的等效电路
图4 功率开关器件的等效电路
(3)Lf 足够大,在一个开关周期内,其电流基本保持不变,这样Lf 和Cf 以及负载可以看成电流源。在一个开关周期中,该变换器有6种开关模态,其等效电路如图5所示。
图5 各开关模态的等效电路
① 开关模态1[t0,t1]
开关模态1为开关管Q1开通阶段,见图5(a)。在t0时刻,开通开关管Q1,流过整流二极管D1的电流增加,续流二极管D2的电流减小,励磁电流im 从Im(-)开始线性上升。在t1时刻,D2的电流减小到零,由D1代替D2给负载供电,开关模态1结束。
②开关模态z[t1 ,t2]
开关模态2为功率输出阶段,见图5(b)。
在此模态中,能量通过变压器由输入电源传送给负载。励磁电流im 继续上升。在t2时刻,关断Q1,开关模态2结束。
③开关模态3[t2,t3]
开关模态3为开关管Q1关断阶段,见图5(c)。在此模态中,开关管的结电容Cs 被充电,续流二极管的结电容CD2放电。在t3时刻,VD2减小到零,CD2放电结束,续流二极管D2自然导通,开关模态3结束。
④开关模态4[t3,t4]
见图5(d)。在此模态中,变压器漏电感上存储的能量继续给Cs 充电。在t4时刻,i2 下降到零,变压器漏感上的能量全部传递到Cs 上,开关模态4结束。由于开关模态4的时间很短, 可以认为励磁电流基本不变,即:
⑤开关模态5[t4 ,t5]
开关模态5为磁复位阶段,见图5(e)。在此模态中,励磁电感L 与结电容Cs 、CD1谐振工作。结电容上储存的能量回馈给电源和变压器电感,完成磁复位。在t5时刻,VD1下降到零,变压器完成磁复位,开关模态5结束。
⑥ 开关模态6[t5 ,t6]
开关模态6为死区阶段,见图5(f)。在此模态中,D1和D2同时导通,副边绕组被箝位在零位,因此原边绕组电压也为零,变压器的励磁电流保持不变。
在t6时刻,开通开关管Q1,开始下一个开关周期。
5.2设计原理
1、磁复位技术
使用单端隔离变压器之后,变压器磁芯如何在每个脉动工作磁通之后都能恢复到磁通起始值,这是产生的新问题,称为去磁复位问题。因为线圈通过的是单向脉动激磁电流,如果没有每个周期都作用的去磁环节,剩磁通的累加可能导致出现饱和。这时开关导通时电流很大;断开时,过电压很高,导致开关器件的损坏。剩余磁通实质是磁芯中仍残存有能量,如何使此能量转移到别处,就是磁芯复位的任务。
具体的磁芯复位线路可以分成两种:
一种是把铁芯残存能量自然的转移,在为了复位所加的电子元件上消耗掉,或者把残存能量反馈到输入端或输出端;
另一种是通过外加能量的方法强迫铁芯的磁状态复位。具体使用那种方法,可视功率的大小、所使用的磁芯磁滞特性而定。本课题采用第一种磁复位方法。
图4 典型的两种磁芯磁滞特性曲线
如图4所示,在磁场强度H 为零时,磁感应强度的多少是由铁芯材料决定。图a 的剩余磁感应强度Br 比图b 小,图a 一般是铁氧体、铁粉磁芯和非晶合金磁芯,图b 一般为无气隙的晶粒取向镍铁合金铁芯。
对于剩余磁感应强度Br 较小的铁芯,一般使用转移损耗法。转移损耗法有线路简单、可靠性高的特点。对于剩余磁感应强度Br 较高的铁芯,一般使用强迫复位法。强迫复位法线路较为复杂。
简单的损耗法磁芯复位电路是由一只稳压管和二极管组成,稳压管和二极管与变压器原边绕组或和变压器副边绕组并联,磁芯中残存能量由于稳压管反向击穿导通而损耗,它具有两种功能,既可以限制功率开关管过电压又可以消除磁芯残存能量。在实际应用中由于变压器从原边到副边的漏电感(寄生电感)存在,这个电感中也有存储的能量,因此一般把稳压管和二极管与变压器原边绕组并联连结。这种电路只适用于小功率变换器中。
2、磁复位的方式分为:第三线圈复位法、RCD 复位、有源钳位、双管正激。本次课题采用谐振复位法。
谐振复位法的优点:磁复位电路简单;功率开关电压较低;占空比d 可大于0.5, 适用于宽输入电压场合。缺点:大部分磁化能量消耗在钳位电阻中。因此,它广泛应用于价廉、效率要求不太高的功率变换场合。
六、单元电路的设计
6.1正激变换器的设计方法
在开关电源变换电路中,单端正激变换器由于具有电路结构简单、工作可靠性高等优点而广泛应用于中小功率变换场合。在单端正激变换器中,由于变压器的铁芯是单方向磁化的,为了防止铁芯磁饱和而导致的开关器件损坏,必须采取相应的措施,使变压器的铁芯磁复位。常见的磁复位方法有复位绕组复位、谐振复位、RCD 复位、LCD 复位以及有源箝位复位等。它们各有优缺点,其中谐振磁复位所需的器件少,磁能循环利用、效率高,适合于高频变换器。针对车载锂离子动力电池充电单元对重量、体积、效率等方面的特殊要求,本文对单端正激变换器谐振磁复位技术进行了研究。
谐振磁复位电路是利用电路中开关器件寄生电容与变压器励磁电感的自激振荡来实现磁复位。其主电路的拓扑结构如图1,图中:Cs 是开关管的结电容,Lm 是变压器的励磁电感。图2是电路主要参数波形图。
图l 电路原理图
图2 变换器的主要波形
6.2 辅助电源电路设计
主要通过Z2稳压管将Vcc 电压稳定到9V 左右,给UC3843提供电压使其工作。
6.3PWM 控制电路设计
此控制电路主要通过UC3843芯片工作,通过6脚输出产生驱动信号。
6.4二次环路电路设计
此电路主要起反馈作用,通过引出脚Vf 控制两电路之间的反馈。
6.5 保护电路设计
此电路主要起过电压、过电流以及过温保护作用。
七、电路焊接与调试
通过前期的电路设计与元器件的选择,使用PROTEL 绘制电路图并制作了PCB 板,选择对应元器件焊接到PCB 板上,之后调试。调试过程,开始的时候出现了输出没有电压、占空比很大等情况,在老师的帮助下找到了原因,由于电路板设计时为了考虑更好的散热效果,所以在电路板上元器件引脚设置接线处没有注意,导致出现输出没有电压。焊接实物及测试波形如下:
UC3843 6脚输出驱动信号波形
八、心得体会
两周的课程设计结束了,在这次的课程设计中不仅检验了我所学习的知识,也培养了我如何去把握一件事情,如何去做一件事情,又如何完成一件事情。在设计过程中,与同学分工设计,和同学们相互探讨,相互学习,相互监督。 课程设计是我们专业课程知识综合应用的实践训练,是我们迈向社会,从事职业工作前一个必不少的过程.”千里之行始于足下”,通过这次课程设计,我深深体会到这句千古名言的真正含义.我今天认真的进行课程设计,学会脚踏实地迈开这一步,就是为明天能稳健地在社会大潮中奔跑打下坚实的基础.
本次设计详细阐述了正激变换器中变压器的设计方法,并结合具体设计任务,设计出一个用于48V (36~75V )输入,5V/10A输出的高频开关电源变压器。设计出的变压器在实际电路中表现出良好的电气特性。但由于自己的能力水平有限,设计过程中出现了不少错误,例如:在选择元器件时,没有考虑其裕量;在焊接时由于都是贴片元件,焊接时将元器件对应位置出错等等。本文对50W 谐振复位正激变换器的设计给出方案,在正激变换器的基础上分析了谐振复位正激变换器的基本拓扑和工作原理,分析了谐振复位正激变换器的几种工作模态。通过查阅资料和文献,确定了各元器件的参数,选出了合适的原件,最终得出了50W 正激变换器的设计思路。在电路图的设计过程中,利用PROTEL 软件画出了原理图,并进一步加深了对PROTEL 软件的了解和认识。本次设计锻炼了我的动手能力,树立了理论联系实际的理念,并且使自己进一步熟练了对Microsoft office 和PROTEL 以及各种辅助应用软件的使用,对我有大有裨益。
在课程设计的过程中,我遇到过各种各样的问题,培养了我综合运用所学知识解决实际技术问题的能力;掌握了资料查询的基本方法,培养自己学习及独立思考解决问题的的能力,并融会贯通知识体系,但对设计过程有一个总体的设计思路,才是我们设计成功的关键。
最后,我要感谢陈老师. ,老师严谨细致、一丝不苟的作风一直是我工作、学习中的榜样;是陈老师循循善诱的教导,我才能够很顺利的完成了这次课程设计。
九、参考文献
[1] 王兆安,刘进军主编,电力电子技术[M]。 机械工业出版社 2009
[2] 杜刚主编,电路板设计与制作——Protel 应用教程[M]。清华大学出版社 2010
[3] 叶斌主编,电力电子应用技术[M]。 清华大学出版社 2006
[4] 赵修科主编,开关电源中磁性元器件[M]。2004
附图1 电路设计总原理图与实物图
附表1 正激变换器拓扑最大可能输出功率
表2 P(罐)型磁芯规格表
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范文五:正激变换器
正激变换器
作者: 时间:2007-12-14 来源: 电子元器件网 浏览评论
正激变换器没有非隔离式变换器与之对应。我们可以用下述方法构造:
(1)Buck变换器的晶体开关管和开关二极管之间,并联一个电感再串联一个二极管,构造一个虚拟的无变压器电路,如图1(a)所示。为使电感能量有释放通道,在电感上加耦合线圈和一个二极管。图1(a)并没有实际意义,因为理想情况下,变压器输出电压等于输入电压。
(2)用一个变压器代替图1(a)中的电感L 1,就得到正激变换器结构,如图1(b)所示。
正激变换器的二次侧串接一个整流二极管,并联一个续流二极管,输出给L-C 滤波器及负载。正激变换器工作原理与Buck 变换器类似。如图1(b)所示,当主开关S 导通时,变压器二次侧整流二极管VD 1导通,续流二极管VD 2关断,直流电源功率通过变压器传送到负载,同时滤波电感L 储能;主开关S 关断时,二次侧整流二极管VD 1关断,续流二极管VD 2导通,滤波电感能量向负载释放。
图1 正激变换器构造过程
a) 虚拟的无变压器电路 b) 正激变换器
正激变换器的主要问题是需要另加磁复位(Reset )措施。一种复位措施是:在磁心上另加第三绕组,匝数为N 3,如图1(b)所示,称为磁复位绕组。绕组N 3极性与一次绕组N 1极性相反,一般令N 3=N1。N 3与整流二极管串联后,并联于直流输入电源。开关导通时,N 3回路中二极管VD 3阻断,无电流流过,磁心从原始磁状态被励磁或称磁化(magnetization)。当开关关断时,复位绕组流过电流i 3=N1i m /N3,i m 为励磁电流。将变压器储存磁能回馈到直流输入电源。复位绕组电流使磁心去磁(demagnetization),故复位绕组也称为去磁绕组。励磁电流下降到零,磁心复位到原始磁状态,以利下一开关周期磁心重复励磁。若无磁复位措施,几个开关周期后,磁心不断被励磁,逐渐进入饱和状态,变换器不能正常工作。
CCM 条件下,正激变换器的输出-输入电压变换比为:
V o /Vi =nD
式中 n=N2/N1,N 2和N 1分别为变压器二次和一次绕组匝数。
正激变换器开关管承受的最大电压为2V i (N3=N1时) 。
正激变换器和隔离式Zeta 变换器结构和类似,两者的差别只在于变压器和续流二极管之间的串联元件:正激变换器中为整流二极管;隔离式Zeta 变换器中则是耦合电容,当开关关断时,变压器储存磁能通过续流二极管向耦合电容释放,耦合电容起了磁复位作用。因此隔离式Zeta 变换器无需加复位措施。